Разработка усилителей мощности СВЧ диапазона
Дипломная работа - Компьютеры, программирование
Другие дипломы по предмету Компьютеры, программирование
?и с описанной выше методикой расчета стабилизатора напряжения базового смещения по требуемой выходной мощности и диапазону рабочих частот в качестве транзисторов VT 1 и VT 3 выберем транзисторы КТ930Б и 2Т971А.
По справочным данным транзистора 2Т971А найдем: Еп = 28 В; Uост = 1 В; P вых. max = 150 Вт; = 50; Gном12 (fср) = 8, где fср = 145 МГц; rб = 0,083 Ом. Внутри корпуса транзистора в цепи базы имеется согласующая цепь, делающая практически активным входное сопротивление транзистора в диапазоне рабочих частот. Поэтому будем считать Lвх= 0. По соотношениям (2)-(5) определим: Rопт = 2,4 Ом; Iком = 11,2 А; Iбm = 0,23 А; R13 =< 97 Ом. Для снижения мощности, рассеиваемой на резисторе R13, выберем его равным 24 Ом. В дальнейших расчетах будем учитывать, что для повышения надежности ПУМ напряжение его питания выбрано равным 24 В (см. рис. 4).
Согласно (2.6), (2.7) максимальная мощность, рассеиваемая на транзисторе VT2 Pрас2, а также максимальные значения Uкэmax2 и Iкmax2 равны: Pрас2= 1,5 Вт; Uкэmax2= 24 В; Iкmax2 = 0,25 А. Исходя из этого, в качестве транзисторов VT2 и VT4 выберем транзисторы КТ815Г. Из (2.8) найдем: R6 = 3 Ом, R11 = 1,8 Ом. Учитывая, что транзистор VT1 работает в облегченном режиме, для устранения шунтирующего действия низкоомного сопротивления R6, увеличим его величину до 12 Ом. Резистор R16 примем равным 43 Ом, резистор R18 = 2 кОм, а резистор R12 = 24 Ом. По (9) определим: L4 = 140 нГн.
Требуемый коэффициент трансформации трансформатора, образованного элементами L7, C12, C13, L8, равен: Kтр =Rн/Rопт 50/2,4 = 20,8. Относительная полоса рабочих частот ПУМ равна: W = 150/140 = 1,04. Ближайшие табличные значения и W равны: Kтр = 20; W = 1,3. Для этих значений из таблицы 1 найдем:
н = 0,129; С12н = 6,091; С13н = 1,808; L8н = 0.731.
Средняя круговая частота полосы пропускания разрабатываемого ПУМ . Денормируя по (2.10) элементы L7н, С12н, С13н, L8н получим:
= L7н* Rн/ = 0,12950/(9,1108) = 7,1 нГн; С12 = С12н/ Rн= 6,091/(509,1108) = 133 пФ; С13 = 39 пФ; L8 = 40 нГн.
Для расчета корректирующей цепи состоящей из элементов C6, C9, L3 напомним, что значения элементов однонаправленной модели транзистора VT3 составляют: Rвх3= 0,083 Ом; Lвх3= 0. По справочным данным транзистора КТ930Б [7] найдем: Rвых1 = 5 Ом. Нормированное значение Rвх3 и относительная полоса рабочих частот ПУМ равны: Rвхн3 = 0,083/5 = 0,0166; W = 1,04. Из таблицы 2 следует, что W = 1,05 не может быть реализована при Rвхн3 > 0.0057. Это обусловлено уменьшением добротности рассматриваемой цепи с увеличением Rвхн3. Поэтому выберем W =1,1. Ближайшее табличное значение Rвхн3 для W =1,1 равно: Rвхн3= 0,016. Для указанных значений Rвхн3 и W из таблицы 2 найдем: С6н = 1,015; С9н = 2,005; L3н = 0,372. Денормируя приведенные значения элементов по соотношениям (11) определим:
С6 = С6н/ Rвых1= 1,015/(59,1108) = 223 пФ; С9 = 440 пФ; L3 = L3нRвых1/ = 0,3725/(9,1108) = 2 нГн;
Теперь по (13) вычислим коэффициент усиления каскада на транзисторе VT3: S210= 2,2.
Для расчета корректирующей цепи состоящей из элементов C2, C3, L1 по справочным данным транзистора КТ930Б найдем:
ном12 (fср) = 49; rб= 0,085 Ом.
Нормированное значение Rвх1 равно:
вхн1 = 0,085/50 = 0,0017. Из Для W = 1,05 и Rвхн1 = 0,0
имеем: С2н = 2,115; С3н = 5,78; L1н = 0,159.
Денормируя приведенные значения элементов по (11) определим:
С2 = С2н/ Rг = 2,115/(509,1108) = 47 пФ; С3 = 128 пФ; L3 = L3нRг/ = 0,15950/(9,1108) = 9 нГн;
Теперь по (2.12) вычислим коэффициент усиления каскада на транзисторе VT1: S210= 4.
Заключение
В ходе исследовательской работы были выявлены и доказаны следующие положения:
схема с управляющим входным аттенюатором, рассмотренная в главе 1, обладает высокими стабильностью и устойчивостью, отсутствием проявления паразитных нелинейных свойств усилителя и устройства управления, входящих в усилительный модуль;
схема с управляющим входным аттенюатором, рассмотренная в главе 2, обладает низкими стабильностью и устойчивостью, в ней достаточно сильно проявляются паразитные нелинейные свойства усилителя;
схемная реализация, рассмотренная в главе 1, обладает достаточно низкой выходной мощностью, что несомненно является ее недостатком;
схемная реализация, рассмотренная в главе 2, обладает высокой выходной мощностью;
в схемной реализация, рассмотренная в главе 2, затруднен расчет собственно усилителя, ввиду большого динамического диапазона его работы;
схемная реализация, рассмотренная в главе 1, применима случае, когда есть достаточно жесткие требования к стабильности уровня выходной мощности усилительного модуля, и не требуется получения большой мощности на выходе;
схемная реализация, рассмотренная в главе 2, применима в случае, когда требуется получить на выходе усилительного модуля высокую мощность, а требования к стабильности уровня выходной мощности невысоки;
Список литературы
1.Щварц Н.З. Линейные транзисторные усилители СВЧ. М: Советское радио,1980. 368с.
2.Вилсов Л.Д., Кириллов В.А. Транзисторные передатчики СВЧ. СПб: СПбГУАП, 1980. 82 с.
3.Неймарк Ю.И. Устойчивость линеаризованных Систем. Л.:
4.Госэнергоиздат, 1949.
5.Шуцкой К.А. Транзисторные усилители высокой частоты. М.: Энергия, 1967.
6.Шапиро Д.Н. Основы теории и расчета усилителей высокой частоты на транзисторах. М.: Сов. радио, 1962.
7.. М: Горячая линия-Телеком, 2005. 702 с.">Денисенко А.Н. Сигналы. Теоретическая радиотехника . М: Горячая линия-Телеком, 2005. 702 с.
8.Данилин В.Н., Куширенко А.И., Петров Г.В. Аналоговые полупроводниковые схемы СВЧ .М: Радио и связь. 1985. 192 с.
.Электронный ресурс Analog Devices - www.analog.com
10.Электро