Авторефераты по всем темам  >>  Авторефераты по техническим специальностям  

На правах рукописи

Юшков Алексей Васильевич

ЭНЕРГЕТИЧЕСКИ ЭФФЕКТИВНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ ДЛЯ ДВУХЧАСТОТНОЙ ИНДУКЦИОННОЙ ТИГЕЛЬНОЙ ПЛАВКИ

Специальность 05.09.12 - Силовая электроника

АВТОРЕФЕРАТ

диссертации на соискание ученой степени

кандидата технических наук

Томск - 2012

Работа выполнена в Томском государственном университете систем управления и радиоэлектроники (ТУСУР)

Научный руководитель - кандидат технических наук,

Земан Святослав Константинович

Официальные оппоненты: Гарганеев Александр Георгиевич, доктор

  технических наук, профессор, заведующий

  кафедрой электронных средств автоматизации

  и управления ТУСУРа

  Ярославцев Евгений Витальевич, кандидат

  технических наук, доцент кафедры

  промышленной и медицинской электроники

  национального исследовательского Томского

  политехнического университета

Ведущая организация Ц        Государственное образовательное учреждение

      высшего профессионального образования

      Сибирский государственный индустриальный

      университет, г. Новокузнецк

Защита состоится л14 июня 2012 года в 15:15 часов на заседании диссертационного совета Д 212.268.03 при ТУСУРе по адресу: 634050, г.Томск, пр. Ленина, 40.

С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке ТУСУРа.

Автореферат разослан л______________2012г.

Ученый секретарь

диссертационного совета  Р.В. Мещеряков

     

ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ

Актуальность работы.

Индукционная тигельная плавка металлов используется на многих литейных заводах во всем мире, что объясняется, прежде всего, высоким КПД данной технологии, при этом важным сопутствующим фактором является перемешивание расплава за счет силового воздействия электромагнитного поля, способствующего получению однородных химических и физических свойств расплава. Интенсивность перемешивания металла определяется частотой тока индуктора, причем оптимальное для перемешивания значение частоты существенно меньше значения, требуемого для эффективного нагрева. Поэтому одной из главных проблем является обеспечение, как эффективного нагрева, так и интенсивного перемешивания металла, что решается применением одновременного двухчастотного индукционного нагрева. Существенный вклад в развитие двухчастотных преобразователей внесли В.И. Лузгин, С.В. Дзлиев, W. Schwenk, V. Rudnev.

Энергетическая эффективность при создании двухчастотных систем приобретает особую важность, так как установки для плавки металла обладают большой выходной мощностью и стоимостью. Поэтому необходимо провести сопоставительный анализ известных способов формирования двухчастотного тока по энергетическим показателям.

Точное определение энергетических показателей преобразователей частоты (ПЧ) невозможно без эквивалентной схемы индуктора, адекватно отражающей зависимость его активно-индуктивного импеданса от частоты тока индуктора. Наличие в схеме частотно-зависимых элементов не позволяет непосредственно использовать классическую эквивалентную схему при двухчастотных электромагнитных полях. Эта задача решается путем разделения эквивалентной схемы на две ветви, каждая из которых отражает свойства индуктора на заданной частоте. Однако при этом возникает проблема селекции частотных составляющих тока в ветвях, которая иногда решается включением заграждающих частотных фильтров, оказывающих влияние на импеданс индуктора и приводящих к существенным ошибкам при моделировании.

Звеном, позволяющим получить резонансный режим сразу на двух синтезируемых частотах, а соответственно и высокие энергетические показатели всей системы, является двухчастотный резонансный контур, элементы которого должны обладать минимальной установленной мощностью.

Наиболее часто для синтеза двухчастотного тока индуктора применяются суммирующие ПЧ, построенные по принципу сложения выходных параметров двух автономных инверторов работающих на разных частотах. В состав суммирующих ПЧ входит частотный фильтр, блокирующий протекание тока соседнего инвертора, при этом достичь полного блокирования можно только при фильтрах с большой постоянной времени и габаритной мощностью. Результаты проведенных к настоящему времени исследований не позволяют рассчитать фильтр по условию минимума его габаритной мощности и наилучших энергетических показателей транзисторных инверторов.

При создании двухчастотных тигельных печей низкая частота имеет величину порядка десятков Герц, что приводит к существенному росту массогабаритных параметров электромагнитных элементов низкочастотного канала ПЧ, в частности согласующего трансформатора. Наиболее эффективным способом снижения массы низкочастотных элементов является введение в преобразователь промежуточного звена повышенной частоты (ЗПЧ), большой вклад  в развитие теории таких систем внес проф. А.В. Кобзев. Однако, известные решения ЗПЧ не учитывают специфику работы резонансного ПЧ, связанную с необходимостью создания контуров рекуперации энергии. Важное значение имеет обеспечение благоприятной коммутации транзисторов высокочастотного инвертора и учет влияния паразитных параметров трансформатора.

Таким образом, вышеизложенное определяет актуальность вопросов, рассматриваемых в диссертации.

Цель работы - разработка и исследование энергетически эффективных преобразователей частоты для двухчастотной индукционной тигельной плавки металлов.

Для реализации поставленной цели определены следующие направления исследования:

1. Анализ требований, предъявляемых технологическим процессом двухчастотной индукционной плавки к параметрам ПЧ. Разработка резонансного контура и эквивалентной схемы индуктора, учитывающей переменный характер его импедансно-частотных характеристик.
2. Сопоставительный анализ способов формирования двухчастотного тока индуктора. Исследование схем суммирования выходных параметров разночастотных ПЧ. Оценка энергетических показателей ПЧ и выявление их зависимостей от параметров контура и соотношения амплитуд синтезируемых токов.
3. Разработка энергетически эффективного регулируемого низкочастотного резонансного преобразователя с ЗПЧ.
4. Экспериментальная проверка полученных результатов моделирования схем ПЧ.

Методы исследования базируются на общих положениях теории электрических цепей, теории алгебраических и дифференциальных уравнений, вычислительных методах и использовании современных инструментальных систем и методов математического моделирования MathCAD и схемотехнического моделирования PSpice. Проверка основных теоретических положений осуществлялась путем экспериментальных исследований на физических моделях.

Достоверность полученных результатов подтверждается сравнением данных, полученных расчетным путем, с результатами моделирования и физического эксперимента. Новизна технических решений подтверждается патентами РФ на изобретение.

Научная новизна.

1. Предложена имитационная модель индуктора с резонансным контуром для систем двухчастотного индукционного нагрева, учитывающая зависимость сопротивления расплавляемого металла от частоты тока индуктора.
2. Установлены зависимости энергетических показателей схем суммирования выходных параметров двух разночастотных резонансных инверторов от параметров двухчастотного резонансного контура и соотношения амплитуд синтезируемых частотных составляющих тока индуктора.
3. Предложен способ минимизации взаимного влияния частотных составляющих в схеме суммирования токов разночастотных резонансных инверторов.
4. Разработан новый способ формирования низкочастотного выходного тока индуктора, основанный на возбуждении резонансного контура пачками однополярных высокочастотных импульсов.

Практическая ценность.

1. Создана имитационная модель индуктора с резонансным контуром, позволяющая определять реальные энергетические характеристики ПЧ при различных способах формирования двухчастотного тока. 
2. Получены расчетные соотношения, позволяющие определить параметры элементов двухчастотного резонансного контура с заданными значениями синтезируемых частот.
3. Введение фильтра-пробки в цепь низкочастотного ПЧ позволило существенно улучшить его энергетические характеристики за счет исключения взаимного влияния синтезируемых частот. Определены значения элементов двухчастотного резонансного контура, соответствующие их минимальной габаритной мощности.
4. Применение низкочастотного преобразователя с ЗПЧ позволило существенно уменьшить массогабаритные параметры трансформатора, обеспечив при этом резонансный режим работы ПЧ.

На защиту автором выносятся следующие положения (тезисы):

1. Зависимость сопротивления расплавляемого металла от частоты тока индуктора может быть учтена в имитационной модели индуктора с резонансным контуром путем расположения частотно-зависимых элементов в соответствующих ветвях контура.
2. Схемы ПЧ с суммированием выходных параметров двух разночастотных резонансных инверторов энергетически эффективнее схем на основе одного преобразователя, т.к. в последнем случае по транзисторам инвертора протекает двухчастотный ток, вызывая ухудшение энергетических характеристик.
3. Энергетические характеристики  преобразователя с суммированием токов двух ИН достигают максимальных значений при полном исключении проникновения высокочастотного тока в низкочастотный инвертор, что обеспечивается введением в схему фильтра-пробки.
4. Зависимость габаритной мощности фильтрующего дросселя двухчастотного контура от его индуктивности имеет минимум, координата которого обратно пропорциональна соотношению синтезируемых токов.
5. Предложенная схема преобразователя с однополярным возбуждением контура пачками высокочастотных импульсов при длительности пачки меньше половины периода резонансной частоты обеспечивает двухстороннюю проводимость контура при переходе тока через ноль.

ичный вклад автора:

1. Сформированы требования предъявляемые процессом двухчастотной индукционной тигельной плавки к параметрам ПЧ.
2. Проведен сравнительный анализ и систематизация способов формирования двухчастотного тока.
3. Определены расчетные соотношения для реактивных элементов двухчастотного контура по методу парциальных контуров и проведена оценка их габаритных мощностей.
4. Определены благоприятные режимы коммутации транзисторов инвертора с ЗПЧ.

Реализация результатов работы. Основные результаты диссертации, полученные автором при выполнении исследований, применяются при проектировании двухчастотных преобразователей частоты в ООО Магнит М, а также использованы при разработке индукционного комплекса для двухчастотной тигельной плавки черных металлов, внедренного в ОГБОУ СПО ТомИнТех г. Томск, что подтверждено соответствующими актами о внедрении. Кроме того, разработанные решения используются в учебном процессе кафедры Промышленная электроника ТУСУРа по дисциплине Основы преобразовательной техники.

Апробация работы.

Основные научные положения и результаты диссертационной работы докладывались и обсуждались на следующих конференциях:

• IV Международная научно-практическая конференция Электронные средства и системы управления. Опыт инновационного развития. Ц  Томск: В-Спектр, 2007. ч.1. - С. 309-312;
• IV Международная научно-техническая конференция Электромеханические преобразователи энергии. - Томск: Изд-во ТПУ, 2009. - С. 354Ц356;
• XV Международная научно-практическая конференция студентов, аспирантов и молодых ученых Современные техника и технологии. - Томск: Изд-во ТПУ, 2009. Т.1. - С. 285-286;
• XVI Международная научно-практическая конференция студентов, аспирантов и молодых ученых Современные техника и технологии. - Томск: Изд-во ТПУ, 2010. Т.1. - С. 291-293;
• Всероссийская научно-техническая конференция студентов, аспирантов и молодых ученых Научная сессия ТУСУР - 2010. Ц  Томск: В-Спектр, 2010. Ч. 4. - С. 184-187;
• V Международная научно-техническая конференция Электромеханические преобразователи энергии. - Томск: Изд-во ТПУ, 2011. - С. 227Ц231.

Публикации.

Основное содержание диссертации отражено в 10 печатных работах, из них 1 статья в центральной периодической печати из перечня ВАК, 1 статья в научно-техническом журнале, 6 - в трудах и сборниках конференций, получено 2 патента РФ на изобретение.

Структура и объем диссертации.

Диссертационная работа состоит из введения, четырех глав, заключения, списка использованной литературы и одного приложения. Общий объем работы (без приложений) составляет 131 страниц, в том числе рисунков - 85, таблиц - 3. Список литературы изложен на 13 страницах и содержит 125 наименований.

СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ

Во введении обосновывается актуальность темы диссертации, формулируются цель и задачи исследований, показана практическая ценность работы, излагаются положения, выносимые на защиту, и достигнутые научные результаты.

В первой главе производится анализ требований, предъявляемых процессом двухчастотной индукционной плавки к ПЧ. Исследована схема замещения индуктора, предложена объединенная эквивалентная схема линдуктор - двухчастотный контур с элементами схемы замещения индуктора.

Показано, что в процессах индукционной плавки для эффективного перемешивания расплава соотношение мощностей определяется соотношением частот P*НЧ=PНЧ/PВЧ=. При этом рядом теоретических исследований и многократных практических разработок установлено, что эффективный нагрев металла при минимальных массогабаритных показателях преобразователя достигается на высокой частоте, находящейся в диапазоне =[10Е20кГц]. Поэтому существенное уменьшение  мощности перемешивания, передаваемой на низкой частоте, возможно при применении частот =[20Е100Гц]; минимальное значение низкой  частоты ограничено условием

где - глубина проникновения тока в расплав, D - диаметр тигля.

Показано, что индуктор в двухчастотном режиме имеет разные значения импеданса на разных частотах, т.е. составляющие импеданса индуктора зависят от частоты RИ(), LИ(). Важной особенностью систем тигельной плавки является большой зазор между витками индуктора и расплавом, необходимый для обеспечения тепловой изоляции. Поэтому индуктивность LS, обусловленная магнитным потоком в воздушном зазоре, существенно больше индуктивности потока в металле LМ(). Поскольку справедливо:

LИ()=LS+LМ() и LSLМ(), отсюда следует, что LИ()LS=const.

Таким образом, индуктивная составляющая импеданса индуктора фактически равна индуктивности рассеяния и не зависит от частоты. Активная составляющая импеданса RИ(), напротив, существенно зависит от частоты, следовательно, для повышения достоверности результатов при проведении анализа необходимо использовать схему замещения, отражающую этот факт.

Предложено объединить схему замещения индуктора со схемой двухчастотного резонансного контура (рис. 1).  Учитывая, что двухчастотный резонансный контур уже имеет две параллельно включенные резонансные ветви, каждая из которых формирует резонанс на заданной синтезируемой частоте, частотно-зависимые элементы RНЧ=RИ() и RВЧ=RИ()  расположены в соответствующих ветвях контура.

Главным результатом является упрощение схемы замещения индуктора, которая не содержит дополнительных частотно-разделяющих цепей (рис.1).

  а                                 б

Рис.1. Двухчастотный резонансный контур (а), эквивалентная схема линдуктор - двухчастотный контур (б)

Для полученной схемы методом парциальных контуров, заключающимся в разбиении сложной колебательной системы на несколько систем с одной степенью свободы, получены расчетные соотношения для собственных резонансных частот двухчастотного контура

       (1)

где , - парциальные частоты контура; , - коэффициенты связи парциальных контуров. Показано, что при подстановке соответствующих значений , , , в (1) и собственные резонансные частоты контура определяются соотношениями

Для верификации предложенной эквивалентной схемы (рис. 1,б) проведено сопоставление результатов ее моделирования с результатами раздельного моделирования классической эквивалентной схемы на синтезируемых частотах fНЧ=10кГц, fВЧ=70кГц при параметрах L*НЧ=LНЧ/LИ=20, QВЧ=7, QНЧ=4, RИ=(Rci+RНЧ)/(Rci+RВЧ)=0,1. Полученные диаграммы тока индуктора показывают практически полное совпадение (погрешность 4%) суммы токов, полученных при раздельном моделировании по классической схеме, с током предложенной эквивалентной схемы (рис. 2).

Рис. 2. Двухчастотный ток индуктора

Установлено, что условие LНЧLИ является определяющим для селекции частотных составляющих по ветвям контура. Таким образом, предложенная эквивалентная схема линдуктор - двухчастотный контур имеет приемлемое совпадение расчетных данных с результатами моделирования, что доказывает адекватность предложенного подхода.

Во второй главе рассмотрены способы формирования двухчастотного тока индуктора и произведен их сопоставительный анализ. В качестве критериев сравнения выбраны энергетические показатели не зависящие от элементной базы ПЧ, произведена оценка качества преобразования и использования элементов устройства с помощью коэффициента мощности инвертора KМ и габаритной мощности транзисторов инвертора РГ_VT. Предложен ПЧ, исключающий взаимное влияние суммируемых инверторов, произведен расчет контура по критерию минимизации энергетических показателей, оценена энергетическая эффективность ПЧ.

Рассмотрены способы формирования двухчастотного тока индуктора путем модуляции выходного напряжения инвертора, показано, что в этом случае по транзисторам инвертора протекает суммарный двухчастотный ток индуктора, вызывающий завышение их габаритной мощности. Установлено, что в схемах суммирования токов разночастотных инверторов, по сравнению со схемой одного двухчастотного инвертора, удается достичь существенного улучшения энергетических характеристик, так как за счет фильтрующих свойств реактивных элементов через каждый инвертор протекает только формируемая им частотная составляющая тока.

Схемы сложения выходных токов разночастотных инверторов с учетом предложенной схемы замещения представлены на рис. 3. Показано, что складываться могут параметры как однотипных инверторов (рис. 3,а), так и разнотипных инверторов (инвертора тока и инвертора напряжения) (рис. 3,б).

а                                        б

в

Рис. 3.  Двухчастотные ПЧ с суммированием выходных токов инверторов: а) на основе двух инверторов напряжения, б) на основе инвертора напряжения и инвертора тока, в) с фильтром-пробкой

Рассмотрена энергетическая эффективность суммирующих ПЧ, для оценки которой в работе использованы критерии коэффициента мощности и габаритной мощности транзисторов инвертора. Отмечено наличие высокочастотной составляющей в низкочастотном токе ИН или напряжении ИТ, что ухудшает энергетические характеристики НЧ ИН.

Показано, что высокочастотная составляющая уменьшается с увеличением L*НЧ, причем, при малых значениях L*НЧ за счет импедансно-частотных свойств конденсатора СНЧ схема с суммированием параметров разнотипных инверторов (рис. 3,б) обладает лучшими значениями энергетических характеристик, чем схема с однотипными инверторами (рис. 3,а).  Зависимости KM и РГ_VT НЧ ИН от L*НЧ представлены на рис. 4.

Однако практическая реализация схемы с разнотипными инверторами нецелесообразна из-за технико-экономических показателей ИТ: наличие на входе инвертора генератора постоянного тока приводит к ухудшению энергетических и массогабаритных параметров ПЧ. Поэтому предложена схема суммирования токов на базе двух ИН с фильтром-пробкой (рис. 3,в), позволяющая исключить проникновение высокочастотного тока в НЧ ИН. За счет этого в НЧ ИН получены максимально возможные для резонансного инвертора энергетические характеристики, равные KM=, РГ_VT=/2 во всем диапазоне изменения L*НЧ.

Рис. 4. Энергетические характеристики НЧ инвертора при суммировании однотипных и разнотипных инверторов

Включение фильтра-пробки приводит к появлению третьей резонансной частоты и позволяет разделить частотные составляющие тока индуктора по отдельным контурам, что существенно упрощает их расчет. Резонансные частоты определяются соотношениями

Установлено, что параметром, определяющим габаритную мощность реактивных элементов, является индуктивность дросселя LНЧ1, соотнесенного к индуктивности индуктора. В случае высокочастотного дросселя, допустимая рабочая индукция магнитопровода не ограничена потерями и одинакова на всех частотах. На рис. 5 для схем суммирования приведена габаритная мощность LНЧ1 при различных соотношениях амплитуд частотных составляющих тока индуктора Показано, что зависимость габаритной мощности дросселя LНЧ1 от его индуктивности имеет минимум, существенно зависящий от соотношения синтезируемых токов. Значение L*НЧ1, соответствующее минимуму РГ_Lнч1, определяется выражением

Рис. 5. Зависимость габаритной мощности дросселя РГ_Lнч1 от его индуктивности при =100 и различных

Моделирование в широком спектре изменения L*НЧ1 показало,  что индуктивность дросселя LНЧ1 не влияет на энергетические показатели НЧ инвертора, равные показателям классического резонансного инвертора вне зависимости от величины LНЧ1. Это позволяет не искать компромисс при расчете LНЧ1, а рассчитывать его только из соображений минимума габаритной мощности реактивных элементов, определяемого при помощи характеристик, представленных на рис. 5.

В третьей главе произведен анализ вариантов промежуточного высокочастотного преобразования в низкочастотном канале двухчастотного ПЧ. Предложена схема регулируемого преобразователя с ЗПЧ, обеспечивающая возбуждение низкочастотного резонансного контура пачками однополярных высокочастотных импульсов. Рассмотрены коммутационные процессы в инверторе с учетом паразитных параметров трансформатора, определены условия благоприятной коммутации.

Большие масса и габариты низкочастотного трансформатора обусловливают целесообразность введения ЗПЧ в низкочастотный канал ПЧ. Учитывая сложность реализации реверсивного выпрямителя, имеющего ключи переменного тока, предложена схема, возбуждающая контур однополярными пачками высокочастотных импульсов на основе простого выпрямителя с нулевой точкой и коротящего тиристора VS1 (рис. 6).

Рис. 6. Двухчастотный ПЧ со звеном повышенной частоты

Такт управления предложенной схемы состоит из интервала возбуждения контура пачкой импульсов t1 и интервала свободных колебаний t2, в котором для низкочастотного тока резонансного контура IНЧ обеспечивается двухсторонняя проводимость - через диоды выпрямителя и открытый тиристор (рис. 7). Установлено, что для обеспечения протекания обратной полуволны тока резонансного контура в моменты перехода тока контура через ноль, интервал свободных колебаний t2 должен превышать длительность интервала возбуждения на угол , обеспечивающий гарантированное включение тиристора до нуля тока контура при возможной нестабильности фазы. Показано, что при (t2>t1) тиристор имеет благоприятные условия переключения, т.е. коммутируется при нулевом напряжении и открытых диодах выпрямителя.  Определено, что разница интервалов (t2-t1)  из-за ωНЧωЗПЧ является незначительной, т.е. без большой погрешности можно считать  t2=t1,  =0.

Регулирование выходного тока ПЧ с ЗПЧ обеспечивается путем изменения угла управления α пачки высокочастотных импульсов напряжения и при больших добротностях не приводит к существенным искажениям формы тока резонансного контура IНЧ. Учитывая, что потребление мощности происходит только на интервале возбуждения,  энергетические характеристики данного преобразователя существенно зависят от угла управления, в частности, для коэффициента мощности KМ и габаритной мощности транзисторов РГ_VT получено

               (2)

Энергетические характеристики, представленные на рис. 8, показывают ухудшение энергетической эффективности элементов ПЧ при глубоком регулировании. Так, при =0 коэффициент мощности KМ=2/, а габаритная мощность транзисторов Р*Г_VT =.

Рис. 7. Диаграммы работы низкочастотного ПЧ с ЗПЧ при ЗПЧ=20

  а                                        б

Рис. 8. Энергетические характеристики ПВЧ инвертора: а) коэффициент мощности, б) габаритная мощность транзисторов

Особенностью представленной схемы является коммутация транзисторами инвертора больших значений выходного тока. В результате анализа по эквивалентной схеме преобразователя с ЗПЧ на интервале возбуждения (рис. 9) установлено, что в течение межкоммутационной паузы возникают высокочастотные колебания между СД и LS_TV  (рис. 10,а). Поэтому для благоприятного переключения транзисторов недостаточно введения емкостных снабберов СД1-4, обеспечивающих лишь выключение транзисторов. Для мягкого включения необходимо нулевое напряжение на включаемом транзисторе  UVT=0, что достигается коррекцией длительности межкоммутационной паузы (рис. 10,б).

Рис. 9. Эквивалентная схема ПВЧ инвертора на интервале возбуждения

Показано, что для обеспечения благоприятного включения транзисторов длительность межкоммутационной паузы должна быть равна половине периода паразитных колебаний

                               

Кроме этого, значение энергии индуктивности рассеяния трансформатора должна быть достаточным для перезаряда демпфирующих конденсаторов до напряжения питания Е и отпирания обратных диодов открываемых транзисторов, данное условие отражается соотношением

На рис. 10,а представлен случай (LS_TV=3мкГн, СД=100нФ) при достаточной энергии LS_TV, но при неверной настройке длительности паузы (tpause=10мкс). При этом отмечено неблагоприятное включение транзистора, закорачивающего включенный параллельно демпфирующий конденсатор CД.

              а                                       б 

Рис. 10. Коммутационные процессы в ПВЧ инверторе при LS_TV =3мкГн, СД=100нФ: а) tpause=10мкс, б) tpause=1.7мкс

В случае настройки длительности паузы по условию нулевого напряжения на транзисторе UVT=0 (рис. 10б), включение транзистора происходит при открытых обратных диодах инвертора при нулевом токе.

В четвертой главе приведено описание ПЧ для двухчастотной индукционной тигельной плавки, проведена экспериментальная проверка основных научных результатов диссертации.

Показатель	Значение
Суммарная мощность	200кВт
Температура нагрева	1400оС
Объем плавки	160кг
Время плавки	60-90 мин.
Питающее напряжение	220/380В, 50Гц
Диапазон подстройки низкой (высокой) частоты	0.5-1кГц (8-10кГц)
Диапазон регулирования тока индуктора	20-100%
к.п.д.	85%

Реализован и внедрен индукционный комплекс для двухчастотной тигельной плавки черных металлов (рис. 11), основные технические характеристики которого приведены в таблице 1.

Рис. 11. Индукционный комплекс для двухчастотной тигельной плавки

Показано существенное уменьшение высокочастотной составляющей выходного тока инвертора, обусловленное компенсацией высокочастотным конденсатором СВЧ2.

Проведены экспериментальные исследования низкочастотного резонансного преобразователя  с ЗПЧ при частотах fНЧ=700Гц, fПВЧ=10кГц, результаты представлены на рис. 12.

                а                          б

Рис. 12. Осциллограммы  низкочастотного резонансного преобразователя  с ЗПЧ при fНЧ=700Гц, fПВЧ=10кГц, Q=6 и =/35: а) ток и напряжение контура, б) ток и напряжение инвертора

Полученные искажения формы тока контура незначительны, что подтверждает справедливость регулировочной характеристики и энергетических характеристик (2).

Проведены экспериментальные исследования коммутационных процессов в ПВЧ инверторе на частоте fПВЧ=10кГц при различных значениях коммутационной паузы (рис. 13).

      а                                         б

Рис. 13. Осциллограммы выходного напряжения и тока ПВЧ инвертора, при СД=0.1мкФ, R=5Ом, LS_TV=17.5мкГн: а) tpause=8мкс, б) tpause=4мкс

Представленные осциллограммы подтвердили справедливость сформулированных условий благоприятной коммутации транзисторов инвертора.

В заключении приведены основные результаты работы.

В приложениях приводятся результаты физических экспериментов, схемы макетов.

ОСНОВНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ РАБОТЫ

1. Обоснована объединенная схема замещения линдуктор - двухчастотный контур с расположением частотно-зависимых элементов эквивалентной схемы индуктора в частотно-задающих ветвях резонансного контура, получены расчетные соотношения для определения элементов схемы замещения.

2. Доказано, что двухчастотные ПЧ на основе одного преобразователя, генерирующего двухчастотный ток, имеют завышенную габаритную мощность транзисторов из-за двухчастотной формы тока транзисторов.

3. Установлено, что ПЧ с суммированием выходных токов ИН и ИТ (рис. 4,б) при идеальном ИТ энергетически эффективнее ПЧ с суммированием параметров двух ИН (рис. 4,а).

4. Доказано, что включение в схему суммирования выходных токов двух ИН фильтра-пробки приводит к улучшению энергетических характеристик НЧ инвертора (KМ=0.9,  РГ_VT=/2)  при любых значениях  LНЧ2 и неизменной мощности реактивных элементов резонансного контура, что делает данную схему предпочтительнее по сравнению со схемой суммирования выходных токов ИН и ИТ.

5. Выявлено, что габаритная мощность реактивных элементов двухчастотного контура имеет минимум при значении индуктивности низкочастотного фильтрующего дросселя по отношению к индуктивности индуктора,  равном

6. Разработана и внедрена в практику схема низкочастотного резонансного преобразователя с ЗПЧ,  основанная на однополярном возбуждении резонансного контура пачками однополярных высокочастотных импульсов, что позволило обеспечить резонансный режим работы преобразователя за счет введения в такт работы ПВЧ инвертора интервала свободных колебаний.

7. Определена длительность коммутационной паузы,  обеспечивающая благоприятное включение транзисторов, равная половине периода паразитных колебаний между демпферным конденсатором и индуктивностью рассеяния трансформатора.

Основные результаты диссертации опубликованы в следующих работах:

1. Земан С.К. Сравнительный анализ структур построения преобразователя частоты для реализации двухчастотного индукционного нагрева / С.К. Земан, А.В. Осипов, А.В. Юшков // Материалы четвертой Международной научно-практической конференции Электронные средства и системы управления. Опыт инновационного развития. Ц  Томск: В-Спектр, 2007. ч.1. - С. 309-312.
2. Земан С.К. Анализ импульсно-модуляционных способов регулирования последовательного резонансного инвертора / С.К. Земан, А.В. Осипов, А.В. Юшков // Силовая электроника №4 (14)Т2007. - Санкт-Петербург. - С. 88-92.
3. Юшков А.В. Оценка энергетических показателей двухчастотных резонансных преобразователей частоты, использующих принцип сложения токов / А.В. Юшков // Материалы IV Международной научно-технической конференции Электромеханические преобразователи энергии. - Томск: Изд-во ТПУ, 2009. - С. 354Ц356.
4. Земан С.К. Формирование двухчастотных колебаний тока в системах индукционного нагрева / С.К. Земан, Ю.М. Казанцев, А.В. Осипов, А.В. Юшков // Известия Томского политехнического университета. - 2009. - Т. 315. - № 4. - С. 105Ц111.
5. Земан С.К. Гармонический синтез двухчастотных колебаний в последовательном резонансном контуре многоуровневого преобразователя частоты / С.К. Земан, А.В. Осипов, А.В. Юшков // Материалы XV Международной научно-практической конференции Современные техника и технологии. -  Томск: Изд-во ТПУ, 2009. Т.1.- С. 285-286.
6. Патент на изобретение №2345474, МПК 51 Н 02 М 5/453 Способ управления преобразователем частоты / С.К. Земан, С.А. Лисицын, А.В. Осипов, А.В. Юшков. - Опубл. в Бюл. ПМПО, 2009, №3.
7. Земан С.К. Оценка энергетических показателей реактивных элементов двухчастотного резонансного преобразователя частоты / С.К. Земан, А.В. Осипов, А.В. Юшков // Материалы XVI Международной научно-практической конференции Современные техника и технологии. -  Томск: Изд-во ТПУ, 2010. Т.1.- С. 291-293.
8. Земан С.К. Двухчастотный преобразователь частоты на основе широтно-импульсной модуляции / С.К. Земан, А.В. Осипов, А.В. Юшков // Материалы Всероссийской научно-технической конференции студентов, аспирантов и молодых ученых "Научная сессия ТУСУР - 2010". Ц  Томск: В-Спектр, 2010. Ч. 4. - С. 184-187.
9. Патент на изобретение № 2399168, МПК 51 Н 05 В 6/06 Способ формирования двухчастотного тока индуктора и устройство для формирования двухчастотного тока индуктора / С.К. Земан, Ю.М. Казанцев, А.В. Осипов, А.В. Юшков. - Опубл. в Бюл. ПМПО, 2010, №25.

10. Земан С.К. Низкочастотные резонансные преобразователи со звеном повышенной частоты / С.К. Земан, Ю.М. Казанцев, А.В. Осипов, А.В. Юшков // Материалы V Международной научно-технической конференции Электромеханические преобразователи энергии. - Томск: Изд-во ТПУ, 2011. - С. 227Ц231.

   Авторефераты по всем темам  >>  Авторефераты по техническим специальностям