Авторефераты по всем темам >>
Авторефераты по физике
На правах рукописи
Тихов Юрий Игоревич
ЭЛЕКТРОДИНАМИЧЕСКИЙ АНАЛИЗ СТРУКТУРНОЙ ФУНКЦИОНАЛЬНОСТИ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ ПОЛЯ ДЛЯ СОЗДАНИЯ НОВЫХ КОМПАКТНЫХ СВЧ УСТРОЙСТВ И АНТЕНН
01.04.03 - Радиофизика
Автореферат диссертации на соискание ученой степени доктора физико-математических наук
Ростов-на-Дону - 2010
Работа выполнена в Федеральном государственном автономном образовательном учреждении высшего профессионального образования Южный федеральный университет
Научный консультант:
доктор физико-математических наук, профессор Синявский Геннадий Петрович
Официальные оппоненты:
доктор физико-математических наук, профессор Пирогов Юрий Андреевич доктор физико-математических наук, профессор Бабичев Рудольф Карпович член-корреспондент РАН, доктор физико-математических наук, профессор Трубецков Дмитрий Иванович
Ведущая организация:
Санкт-Петербургский государственный электротехнический университет ЛЭТИ им. В.И. Ульянова (Ленина)
Защита состоится л 4 марта 2011 г. в 14 час. на заседании диссертационного совета Д 212.208.10 в Южном федеральном университете по адресу:
344090, г. Ростов-на-Дону, ул. Зорге, 5, ЮФУ, физфак, ауд. 247.
С диссертацией можно ознакомиться в научной библиотеке ЮФУ по адресу:
г. Ростов-на-Дону, ул. Пушкинская, 148.
Автореферат разослан л_________________20 г.
Ученый секретарь диссертационного совета Д 212.208.10, доктор физико-математических наук, профессор Г.Ф. Заргано
ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫ
Актуальность темы. Изучение СВЧ электродинамики волноведущих структур и излучателей с целью создания трактов радиосигналов и антенн для вооружений, военной и специальной техники, систем двойного назначения и гражданских применений является одним из важнейших приоритетов в современной радиофизике. Актуальность таких исследований во многом обусловлена тем, что тактико-технические характеристики создаваемых систем диктуют жесточайшие, зачастую трудно совместимые требования к СВЧ устройствам и антеннам.
Требуется стабильность амплитудно-частотных и фазо-частотных характеристик в существенно расширенных полосах рабочих частот компактных устройств и антенн. Осваиваются новые частотные диапазоны, причем не только в сторону увеличения частот до КВЧ диапазона миллиметровых длин волн, но и в низкочастотной области спектра СВЧ, в части применения объемных высокодобротных волноводных устройств - вплоть до L-диапазона в условиях необходимости обеспечения их малых габаритов и веса для построения систем мобильной связи следующего поколения. Развивающиеся технологии пассивных систем радиочастотной идентификации RFID и сенсорных сетей обуславливают целый ряд конструктивных и схемотехнических ограничений для создаваемых транспондеров, которые также требуют новых технических решений.
Особую весомость в последние годы приобретают стоимостные требования, причем эта проблема принимает критический характер не только в области гражданских применений, но и при создании военной и специальной техники, где прежде технические характеристики превалировали.
Традиционные технические решения часто не обеспечивают удовлетворения отмеченных выше возрастающих требований. Поэтому большое внимание стало уделяться поиску эффективных подходов к созданию новых типов устройств и антенн. Данная работа и посвящена реализации единого феноменологического подхода к созданию целого ряда новых компактных антенн и устройств СВЧ. Феноменология подхода здесь понимается как своеобразный посредник между строгой теорией и экспериментом (в том числе численным, по адекватной модели). При этом создание новаторских СВЧ волноведущих устройств и антенн обусловлено пониманием и точным расчетом требуемой структурной функциональности распределения электромагнитного поля для обеспечения заданных характеристик.
Исходя из этого, исследование в рамках единого феноменологического подхода волновых явлений для обеспечения структурной функциональности распределения поля в широком классе создаваемых волноведущих и излучающих структур является актуальным. Соответственно, актуальным представляется также построение моделей электродинамического уровня строгости, как инструмента для точного расчета распределения поля в исследуемых волноведущих структурах.
Цель и задачи диссертационной работы. Главной целью диссертации является развитие целостного феноменологического подхода к созданию компактных СВЧ устройств и антенн на основе анализа структурной функциональности распределения поля, включающее исследование особенностей электродинамики в новых волноведущих и излучающих структурах.
Для достижения поставленной цели потребовалось выработать модельный инструментарий исследования и собственно создать целый ряд СВЧ устройств и антенн, удовлетворяющих актуальным жестким требованиям, что мотивировало постановку и решение следующих задач:
- построение универсальных электродинамических моделей, позволяющих исследовать и разрабатывать широкий круг разнообразных пассивных СВЧ устройств, представимых в виде рекомпозиции волноводных неоднородностей типа сдвигов, стыков и разветвления прямоугольных волноводов заполненных диэлектриком, стыков волноводов со слоистым диэлектрическим заполнением, продольных ленточных металлических диафрагм;
- создание и исследование таких волноводных устройств, как трансформаторов и переходов между различными типами линий передачи, а также волноводных гермовводов и фазовращателей, в т.ч. принципиально новых;
- создание и исследование различных волноводных полоснопропускающих фильтров и диплексеров: на сдвигах волноводов, на трехмодовых волноводных резонаторах, выполненных по INWATE технологии, а также квазипланарных, в т.ч. на запредельных волноводных резонаторах;
- предложение новой концепции и реализация компактных планарных антенн с оригинальной конфигурацией концевой реактивности и с распределенной реактивной нагрузкой;
- реализация компактных интегральных транспондеров с полупроводниковым электронным чипом, непосредственно включенным в предложенные излучатели антенн;
- исследование таких эмерджентных аспектов создания транспондеров, как непосредственное комплексно сопряженное согласование излучателя с существенно комплексным импедансом электронного чипа и адекватная характеризация чипа и антенны, анализируемых нераздельно от транспондера, с учетом электромагнитного влияния особенностей монтажа ректенн методом flip-chip (перевернутый кристалл).
Научная новизна диссертационной работы. Новизна определяется тем, что главные результаты, положенные в основу диссертации получены нами впервые и состоит в следующем:
1. В отличие от доминирующего в настоящее время традиционного подхода к созданию СВЧ устройств и антенн, основанного на применении уже известного набора структурных фрагментов и их комбинаций (описываемых преимущественно эквивалентными схемами), главная идея нашего феноменологического подхода заключается в том, что концепция волноведущих устройств и антенн должна быть непосредственно подсказана требуемым и точно рассчитанным электродинамическим распределением поля для выполнения тех или иных функций, что и приводит к формированию новой геометрии как структурных фрагментов, так и их конструктивных композиций - устройств и антенн.
2. Разработаны универсальные и в то же время эффективные электродинамические модели широкого класса волноводных неоднородностей типа сдвигов, стыков, разветвлений прямоугольных волноводов, стыков волноводов со слоистым диэлектрическим заполнением, продольных ленточных металлических диафрагм. Высокая эффективность и точность предложенных моделей достигнуты, прежде всего, благодаря применению метода Галеркина с базисными функциями, учитывающими априорную информацию о характере поведения электромагнитного поля вблизи металлических либо диэлектрических структурных ребер. Так, для задач формулируемых в пространственной области, в качестве базисных выбраны взвешенные полиномы Гегенбауэра, а для задач решаемых в спектральной области - функции Бесселя. Кроме того, для задач в спектральной области эффективность метода также повышена внедрением оригинального численно-аналитического способа вычисления характерных интегралов метода с использованием теории вычетов, что позволило исключить необходимость прямого численного интегрирования.
3. На основе строгого электродинамического моделирования исследованы такие направляющие волноводные устройства, как ступенчатые трансформаторы на прямоугольных волноводах, в т.ч. немонотонные, ступенчатый переход с одномодового на многомодовый прямоугольный волновод, прямоугольные волноводные гермовводы, переход с прямоугольного волновода на микрополосковую линию, волноводный фазовращатель с диэлектрической вставкой, переход с гребневого волновода на коаксиальную линию.
4. На основе строгого электродинамического моделирования проведено исследование и сравнительный анализ таких частотно-селективных устройств, как фильтров и диплексеров выполненных по INWATE технологии, в т.ч. на E- и H-плоскостных сдвигах волноводов и трехмодовых резонаторах, а также квазипланарных E-плоскостных фильтров и диплексеров с цельнометаллическими и диэлектрическими вставками, в т.ч.
на индуктивных полосках в волноводах с распространяющейся основной модой и на емкостных продольных диафрагмах в запредельных волноводах.
5. Предложены и реализованы два новых типа планарных излучателей:
с оригинальной конфигурацией концевой реактивности и с распределенной реактивной нагрузкой. Принцип действия обоих типов излучателей позволяет строить их как в щелевом исполнении, так и в дуальном ему вибраторном (дипольном) виде комплиментарных полосковых излучающих конфигураций. Предложенная структура излучателей позволяет возбуждать их различными способами, например копланарным либо микрополосковым фидером, а также путем непосредственного включения полупроводникового электронного чипа в излучатель.
6. Предложены и реализованы новые интегральные планарные транспондеры для компактных меток систем пассивной радиочастотной идентификации и сенсорных сетей. На основе анализа особенностей создания и функционирования пассивных систем радиочастотной идентификации УВЧ и СВЧ диапазонов выделена новая проблема обеспечения эмерджентных свойств при интеграции полупроводникового чипа в антенну с формированием ректенны (антенны-выпрямителя) для построения пассивных транспондеров.
7. В конечном счете, новизна работы доказана созданием на основе предложенного единого подхода обширного ряда запатентованных в России, США, ЕС, Японии и Южной Корее новаторских компактных СВЧ устройств и антенн с актуальными рекордными характеристиками.
Совокупность новых научных результатов, приведенных в диссертации, можно квалифицировать, как решение крупной научной проблемы радиофизики - развитие целостного феноменологического подхода к созданию компактных СВЧ устройств и антенн на основе анализа структурной функциональности распределения поля, включающее исследование особенностей электродинамики в новых волноведущих и излучающих структурах.
Научная и практическая значимость диссертационной работы.
Научная значимость заключается в концептуальном развитии и реализации феноменологического подхода к созданию компактных СВЧ устройств и антенн на основе анализа структурной функциональности распределения поля. Большую теоретическую и практическую ценность представляет также создание моделей электродинамического уровня строгости и соответствующих программных комплексов, как инструмента для точного расчета распределения поля в исследуемых волноведущих структурах.
Несомненную практическую ценность представляет внедрение созданных на основе предложенного подхода новаторских устройств и антенн с актуальными рекордными характеристиками в реальные системы различного назначения. Важно отметить не только применения в военной и специальной технике, разрабатываемой и производимой в Федеральном научно-производственном центре ФГУП РНИИРС (Ростов-на-Дону) и компании LG Innotek Co., Ltd. (Южная Корея), но и успешное массовое производство в составе продукции гражданского назначения компанией Samsung Electronics Co., Ltd. (Южная Корея). Внедрение результатов подтверждено соответствующими документами.
Достоверность результатов диссертации.
Достоверность теоретических результатов обеспечена: строгостью электродинамических моделей, корректностью упрощающих допущений, внутренней сходимостью решений, соответствием результатов расчета эксперименту.
Достоверность экспериментальных результатов обеспечена:
применением прецизионного технологического оборудования для изготовления, использованием новейших высококлассных измерительных приборов, обоснованными методиками измерения, воспроизводимостью полученных результатов.
Основные положения, выносимые на защиту:
1. Электродинамические методы решения двумерных и трехмерных векторных дифракционных задач для получения отличающихся универсальностью и эффективностью дескрипторов волноводных неоднородностей типа сдвигов, стыков и разветвления прямоугольных волноводов заполненных диэлектриком, стыков волноводов со слоистым диэлектрическим заполнением, продольных ленточных металлических диафрагм. Дескрипторы неоднородностей рассматриваются принципиально многомодовыми, поскольку находятся с целью дальнейшей рекомпозиции в модели для широкого круга разнообразных пассивных СВЧ устройств.
Каждый дескриптор позволяют находить исчерпывающий лотклик на падение любой из собственных мод регулярных участков волноводов.
2. Совокупность новых физических результатов, полученных при электродинамическом исследовании ступенчатых немонотонных трансформаторов на прямоугольных волноводах, в т.ч. перехода с одномодового на многомодовый прямоугольный волновод; прямоугольных волноводных гермовводов; переходов с прямоугольного волновода на микрополосковую линию; волноводных фазовращателей с диэлектрической вставкой; перехода с гребневого волновода на коаксиальную линию.
3. Совокупность новых физических результатов, полученных при электродинамическом исследовании и сравнении фильтров и диплексеров выполненных по INWATE технологии, заполненных новыми типами керамических материалов с высокими значениями диэлектрической проницаемости ( ~ 82) и малыми потерями ( tan ~ 0,0007), в т.ч. на E- и Hплоскостных сдвигах волноводов и трехмодовых резонаторах; а также квазипланарных E-плоскостных фильтров и диплексеров с цельнометаллическими и диэлектрическими вставками, в т.ч. на индуктивных полосках в волноводах с распространяющейся основной модой и на емкостных продольных диафрагмах в запредельных волноводах.
4. Принцип действия новых типов планарных излучателей: с оригинальной конфигурацией концевой реактивности и с распределенной реактивной нагрузкой, позволяющий строить их как в щелевом исполнении, так и в дуальном ему вибраторном (дипольном) виде комплиментарных полосковых излучающих конфигураций. Новый способ построения компактных и малых планарных излучателей отличается конфигурированием концевой реактивности или распределенной реактивной нагрузки таким образом, что изменение структуры поля в ближней зоне поддерживает резонансные свойства излучателя, а уникальное распределение токов по всей структуре излучателя формируется так, что эффективная площадь увеличивается. При этом оригинальное распределение токов по излучателю осуществляется таким путем, что нежелательный вклад в излученное поле дальней зоны автоматически погашается, а вклад сонаправленных токов успешно утилизируется.
5. Совокупность новых физических результатов, полученных при исследовании интегральных планарных транспондеров для компактных меток систем пассивной радиочастотной идентификации - устройств с полупроводниковым электронным чипом, непосредственно включенным в излучатель антенны. На основе анализа особенностей создания и функционирования пассивных систем радиочастотной идентификации УВЧ и СВЧ диапазонов выделена новая проблема обеспечения эмерджентных свойств при интеграции полупроводникового чипа в антенну с формированием ректенны (антенны-выпрямителя) для реализации пассивных транспондеров.
6. Ряд новых запатентованных и реализованных компактных СВЧ устройств и антенн, созданных по предложенному в диссертации единому подходу.
ичный вклад автора. Результаты, составляющие основу диссертации, получены автором лично. В опубликованных работах по теме диссертации с отечественными соавторами автору диссертации принадлежат постановка задач, разработка электродинамических моделей и соответствующих компьютерных программ, проведение численных исследований, анализ и интерпретация полученных теоретических и экспериментальных результатов. Роль зарубежных соавторов заключается в технологическом обеспечении реализации предложенных автором устройств и антенн, а также в технической помощи при организации экспериментов.
Апробация результатов работы. Основные результаты исследований, приведенных в диссертации, представлены и обсуждались на ведущих международных отечественных и зарубежных конференциях и симпозиумах:
- IEEE International Symposium on Antennas and Propagation, AP-S2008, San Diego, California, USA, July 5-11, 2008 (приглашенный доклад) - 37th European Microwave Conference 2007, EuMW2007, Munich, Germany, October 8-12, 20- 10th European Conference on Wireless Technology 2007, ECWT2007, Munich, Germany, October 8-12, 20- 36th European Microwave Conference 2006, EuMW2006, Manchester, UK, September 10-15, 20- IEEE International Symposium on Antennas and Propagation, AP-S2006, Albuquerque, New Mexico, USA, July 9-14, 2006 (приглашенный доклад) - 35th European Microwave Conference 2005, EuMW2005, Paris, France, October 3-7, 20- International Symposium on Antennas and Propagation, ISAP2005, Seoul, Korea, August 3-5, 2005 (приглашенный доклад) - IEEE International Symposium on Antennas and Propagation and USNC/URSI National Radio Science Meeting, AP-S2005, Washington DC, USA, July 3-8, 20 - Millimeter-Wave International Symposium - Topical Symposium on Millimeter Waves, MINT-MIS2005 / TSMMW2005, Seoul, Korea, February 2425, 20- Asia-Pacific Microwave Conference, APMC2004, New Delhi, India, December 15-18, 20- Asia-Pacific Microwave Conference, APMC2003, Seoul, Korea, November 4-7, 2003 (приглашенный доклад) - 33th European Microwave Conference 2003, EuMW2003, Munich, Germany, October 7-9, 20- 32th European Microwave Conference 2002, EuMW2002, Milan, Italy, September 23-27, 20- 9th International Symposium on Antenna Technology and Applied Electromagnetics, ANTEM2002, Montreal, Canada, July 30 - August 2, 20- IEEE Radio and Wireless Conference, RAWCON2001, Boston, USA, August 19-22, 20- Asia - Pacific Radio Science Conference, AP-RASC'01, Tokyo, Japan, August 1-4, 20- Asia-Pacific Microwave Conference, APMC2000, Sydney, Australia, December 3-6, 20- International Symposium on Antennas and Propagation, ISAP2000, Fukuoka, Japan, August 21-25, 2000 (приглашенный доклад) - XXVIII Moscow International Conference on Antenna Theory and Technology, September 22-24, 1998, Moscow, Russia - URSI International Symposium on EM Theory, Thessaloniki, Greece, May 25-28, 19- KEES, Korea Electromagnetic Engineering Society Conference, Chanweon, Korea, June, 19- Conference on Microwave Technology and Wave Propagation, Seoul, Korea, May, 19- TBSR Symposium on Applied Electromagnetism, Metsovo, Greece, April 17-20, 19- URSI International Symposium on EM Theory, St.Petersburg, Russia, May 23-26, 19- Всесоюзный научный семинар УМатематическое моделирование и применение явлений дифракцииФ, МГУ, Москва, 19- 10-й Всесоюзный семинар по методам решения внутренних краевых задач электродинамики, Вильнюс, Литва, 19Основные публикации. Содержание диссертации опубликовано в печатной работе, включая 30 работ в изданиях, рекомендованных ВАК для опубликования научных результатов диссертаций. По теме диссертации опубликовано 30 патентов в России, США, ЕС, Японии и Южной Корее.
Структура и объем диссертации. Диссертация состоит из введения, разделов, заключения и списка литературы. Работа содержит 262 страницы, включая 136 иллюстрации, 13 таблиц и 200 наименований списка литературы.
СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫ
Во введении обоснована актуальность темы диссертации, определены ее цель и задачи, показана новизна, значимость и достоверность полученных результатов, сформулированы основные положения, выносимые на защиту, а также представлено краткое описание содержания работы и ее структуры.
Первый раздел диссертации посвящен построению универсальных электродинамических моделей, позволяющих исследовать и проектировать широкий круг разнообразных пассивных СВЧ устройств, представимых в виде рекомпозиции волноводных неоднородностей типа сдвигов, стыков и разветвления прямоугольных волноводов, заполненных диэлектриком, стыков волноводов со слоистым диэлектрическим заполнением, продольных ленточных металлических диафрагм. Физическая сущность процесса рекомпозиции сводится к описанию явления многократного отражения собственных мод от неоднородностей, разделенных регулярными участками волноводов.
Описывается модель плоско-поперечного сочленения двух прямоугольных волноводов и Рис. 1.
разветвления волноводов однородно заполненных диэлектриком. Некоторые конфигурации таких элементарных неоднородностей показаны на рис.1.
Один из частных вариантов сочленения волноводов изображен на рис.2. В общем же случае на соотношение размеров ограничения не накладываются. Причем геометрические параметры d и c, определяющие смещение стенок волноводов 1 и 2 по осям x и y соответственно, могут быть как положительными, так и отрицательными величинами.
Рис. 2. Несимметричное двухплоскостное сочленение волноводов:
(а) продольное сечение в плоскости xz, (б) сечение в плоскости yz, (в) поперечное сечение в плоскости z=0.
Разветвление прямоугольных волноводов изображено на рис.3.
Обобщенная многомодовая матрица рассеяния сочленения либо разветвления волноводов получена в результате решения трехмерных векторных дифракционных задач. При этом рассматриваем рассеяние любой из LE и LM собственных мод (в том числе запредельных), падающих на Рис. 3.
неоднородность из волноводов 1, 2 или 3. Причем в общем случае каждая из падающих мод возбуждает весь спектр собственных мод в волноводах 1, 2, 3.
Частные трехмерные векторные дифракционные задачи сводятся к интегральным уравнениям относительно неизвестного тангенциального электрического поля в плоскости z=0. Интегрирование в случае разветвления волноводов производится по двум прямоугольным областям G2 + G3 окон связи волноводов, а для задач о сочленении двух волноводов - по апертуре единственного окна связи. Интегральные уравнения решаются методом Галеркина, а в качестве аппроксимирующих функций выбраны полиномы Гегенбауэра с весовыми функциями, соответствующими априорному характеру поведения поля вблизи металлических ребер.
Рис. 4. Стык волноводов со слоистым диэлектрическим заполнением (а) изометрическая проекция, (б) поперечное сечение в плоскости z=0, (в) продольное сечение в плоскости xz.
Описывается модель стыка прямоугольного волновода однородно заполненного диэлектриком и волновода с трехслойным диэлектрическим заполнением (рис.4). Многомодовый дескриптор в виде обобщенной матрицы рассеяния вновь определяется решением ряда задач о рассеянии любой из собственных мод, падающих на неоднородность как из волновода 1, так и из волновода 2. Поскольку структура стыка слоистых волноводов не претерпевает изменений вдоль направления y, зависимость от координаты y в разложении неизвестных полей известна заранее, и будет такой же, как и у падающих LEm'n', LM мод. Поэтому, в отличие от рассмотренных выше m'n' трехмерных дифракционных задач, теперь каждая из частных дифракционных задач является двумерной. Интегральные уравнения формулируются относительно неизвестных тангенциальных составляющих & & магнитного поля Hx(x, y) и электрического поля Ex(x, y) в плоскости стыка z=0 из условия непрерывности компонент поля H и Ey в плоскости z=0 и y решены методом Галеркина. В качестве базисных функций процедуры Галеркина выбраны взвешенные полиномы Гегенбауэра, с учетом априорного характера поведения поля вблизи прямоугольного диэлектрического ребра.
Описывается модель продольной металлической ленточной диафрагмы, размещенной на диэлектрической подложке в прямоугольном (а) (б) Рис. 5. Металлическая диафрагма на диэлектрической подложке в прямоугольном волноводе: (а) с зазором, (б) перемыкающая стенки.
волноводе. Диафрагма с продольным размером w изображена на рис.5(а) черным цветом, имеет зазор шириной b - 2h и полагается бесконечно тонкой. Обобщенная многомодовая матрица рассеяния определена методом разложения в спектральной области. Если решать задачу в формулировке пространственной области, связанные интегральные уравнения для неизвестной плотности тока J на диафрагме получаются из условия y,z равенства нулю полного тангенциального электрического поля на идеально проводящей диафрагме. Единственной причиной перехода в спектральную область является то, что Фурье преобразованная тензорная функция Грина слоистого волновода легко записывается в замкнутом виде с помощью метода поперечного резонанса. Применен метод Галеркина, где в качестве базисных выбраны функции Бесселя 1-го рода. Такой выбор учитывает условие на остром идеально проводящем ребре для плотности тока.
Рассматривается также металлическая диафрагма, перемыкающая стенки волновода, изображенная на рис.5(б). При этом задача существенно упрощается. В отличие от трехмерной векторной задачи о диафрагме с зазором, теперь решаем двумерную задачу, т.к. в структуре неоднородности нет изменений по координате у, а следовательно, зависимость полей по координате у будет такой же, как и у падающих на неоднородность мод, т.е.
заранее известной.
Как в задаче о диафрагме перемыкающей стенки волновода, так и в задаче о диафрагме с зазором, важным моментом реализации метода является предложенный эффективный способ вычисления характерных интегралов от произведения базисных функций и компонент тензорной функции Грина, определяющих ядро алгебраических уравнений.
Универсальность и эффективность построенных в первом разделе моделей позволили использовать их для создания разнообразных СВЧ устройств с рекордными характеристиками, в т.ч. принципиально новых, некоторые примеры которых приведены во втором и третьем разделах диссертации.
Второй раздел посвящен проектированию и исследованию таких волноводных устройств как трансформаторы и переходы между различными типами линий передачи, а также волноводные гермовводы и фазовращатели.
Использованы адекватные электродинамические модели, позволяющие точно рассчитывать распределение поля в исследуемых устройствах.
Описано построение компактных трансформаторов прямоугольных волноводов отличающееся немонотонным изменением размеров сечений секций вдоль продольной оси перехода (рис.6). Оптимизация переходов проводилась с учетом их общей длины.
Предложен и исследован компактный переход с одномодового на многомодовый прямоугольный Рис. 6.
волновод с немонотонным изменением поперечных размеров. Минимизировалась мощность, отраженная от одномодового волноводного входа и уровни возбуждения паразитных мод в многомодовом волноводе, поэтому целевая функция в явном виде включает члены, соответствующие возбуждению высших типов волн. Общая длина перехода составила 24 мм, что заметно выигрывает по сравнению с традиционным плавным переходом, который при близких электрических характеристиках имел длину 50 мм. Исследовано также влияние типовых механических погрешностей при изготовлении и эксплуатации предложенного перехода.
(а) (б) Рис. 7. Волноводный гермоввод: (а) общий вид, (б) продольное сечение.
Описаны гермовводы компактной и технологически простой конструкции (рис.7) для стандартных волноводов сантиметрового и миллиметрового диапазонов длин волн. Требовалось минимизировать вносимое ослабление и КСВ в заданной полосе частот при условии надежной герметизации волноводного канала, что является критической задачей для приемных трактов миллиметровых диапазонов длин волн, предшествующих малошумящему усилителю. Проведен полный комплекс испытаний изготовленных гермовводов, подтвердивший теоретические расчеты.
Рассматривается Е-плоскостной волноводно-микрополосковый переход (рис.8). Построена отдельная точная модель электродинамического уровня строгости, сводящаяся к отысканию плотности тока Jy(y, z), J (y, z) на z зонде. Учитывалось также и влияние ребра диэлектрической подложки.
Для проверки работоспособности Рис. 8.
переходов изготавливалась тестовая структура с регулярным отрезком микрополосковой линии, соединяющей зонды переходов входа и выхода.
Общие вносимые потери на проход не превышали в -1 дБ в рабочей полосе частот 29 ГГц ~ 32 ГГц, а отличное согласование с волноводным входом и выходом обеспечило обратные потери не более -25 дБ.
Предложенная модель была также использована при создании перехода в более коротковолновом W-диапазоне.
Фотография тестовой структуры из двух включенных навстречу переходов показана на рис.9. Потери, вносимые одним переходом на частотах до ГГц, не превысили -0,23 дБ, что является рекордным значением для данного диапазона. Обнаружено, что Рис. 9.
влияние диэлектрического ребра подложки весьма заметно в миллиметровых диапазонах.
Для проектирования волноводных фазовращателей с улучшенным уровнем согласования рассматриваются структуры на основе диэлектрической пластины с согласующими трансформаторами по входу и выходу (рис.10). Фазовый сдвиг определяется смещением c пластины по широкой стенке волновода.
Представлено создание Рис. 10.
широкополосного перехода с гребневого H-образного волновода на коаксиальную линию на основе оригинальной конструкции преобразователя типов волн и модифицированного трансформатора волновых сопротивлений (рис.11).
Каждая ступень гребней формирует соответствующую секцию трансформатора. Размеры первых трех ступеней выбраны так, чтобы удовлетворять Чебышевскому типу четырехступенчатого широкополосного согласования. А последняя (четвертая) ступень совпадает с механизмом преобразователя типов волн. Т.е. четвертая ступень выполняет сразу две функции: функция преобразования типов волн частично перекрывается с согласованием волновых сопротивлений. Предложенная конфигурация преобразователя типов волн обладает геометрическими особенностями, которые свойственны обеим линиям передачи (обычной коаксиальной и Нобразному волноводу), типы волн в которых собственно и должны быть согласованы.
Ключевым фактором при создании описанных в разделе новых Рис. 11.
устройств явился точный расчет распределения поля по моделям электродинамического уровня строгости. По сути, функциональность распределения поля и позволяет эффективно формировать функциональную структуру устройств, для достижения наилучших характеристик. Иными словами, оригинальная конструкция предложенных устройств органично подсказана структурой электромагнитного поля, которую требовалось сформировать для обеспечения заданных жестких электрических и габаритных требований к этим устройствам.
Третий раздел посвящен исследованию и проектированию различных полосно-пропускающих фильтров и диплексеров. На основе электродинамических моделей рассчитывались фильтры и диплексеры на сдвигах волноводов; на трехмодовых волноводных резонаторах;
квазипланарных, в т.ч. на запредельных волноводных резонаторах.
Уменьшение габаритов путем заполнения волноводов диэлектрическим материалом по INWATE технологии (INtegrated WAveguide TEchnology) было предложено в 80-х годах прошлого века. Технологически, сердцевина волновода изготавливалась из полистирола ( = 2,5), а затем покрывалась металлом для формирования стенок волновода. Однако применение диэлектрических материалов со сравнительно низкими диэлектрическими проницаемостями уменьшает размеры не столь существенно. Вместе с разработкой к концу 1990-х годов новых керамических материалов с большими диэлектрическими проницаемостями ( ~ 82) и приемлемыми потерями ( tan ~ 0,0007) стало возможным построение керамических фильтров и диплексеров волноводных типов с разумными размерами в длинноволновой части СВЧ диапазонов.
По INWATE технологии с использованием нового керамического материала спроектирован диплексер с канальными фильтрами на сдвигах волноводов для базовых станций мобильной связи стандарта IMT-2000 (рис.
Рис. 12. Керамический диплексер на сдвигах 12). Диплексер обеспечивает волноводов L-диапазона: 1 - антенный (общий) изоляцию не хуже -85 дБ для порт, 2 - порт приема, 3 - порт передачи.
частот передачи и -60 дБ для частот приема. При этом сохраняется хорошее согласование общего порта, как в полосе частот приема, так и в полосе передачи (наихудшее значение КСВ<1,8 на нижней границе полосы приема). Ослабление в каналах приема и передачи не превышает -0,8 дБ.
Рис. 13. Конфигурация трехмодового резонатора для поверхностного монтажа:
изометрические проекции (а) с показанным T-образным зондом на входе, (б) с показанной L-образной петлей на выходе.
Продемонстрирована возможность построения трехмодовых устройств на керамических резонаторах, выполненных по INWATE технологии.
Предложенная структура трехмодового резонатора пригодного для поверхностного монтажа показана на рис.13. Вся поверхность керамического тела металлизирована, за исключением входной и выходной граней, на которых сформированы переходы с заполненного волновода на микрополосковую линию передачи.
Поперечное сечение трехмодового резонатора квадратное. Для реализации трех электрических резонансов в едином объеме выбрана модовая последовательность TE10 - TM11 - TE01. Связь между изначально ортогональными модами обеспечивается конфигурацией из двух выемок на ребрах резонатора. Первая резонансная мода TE10 обладает постоянным распределением электрического поля по y-координате и возбуждается через окно связи входным волноводом, у которого нижняя широкая стенка лежит в плоскости поверхности печатной платы. Вторая резонансная мода TMимеет постоянное распределение электрического поля по z-координате и возбуждается выемкой связи у ребра, параллельного x-координате. Третья резонансная мода TE01 связана со второй модой TM11 выемкой у ребра, параллельного y-координате. Посредством окна связи третья мода TEтакже возбуждает основную моду выходного волновода, имеющего узкую металлизированную стенку в плоскости поверхности печатной платы.
Нижняя стенка трехмодового резонатора также лежит в плоскости поверхности печатной платы. Поэтому конструкция становится пригодной для поверхностного монтажа, при условии обеспечения эффективного перехода с диэлектрически заполненного прямоугольного волновода на планарную линию передачи. Для этого предложены переходы на основе Tобразного зонда, и на основе L-образной петли.
По INWATE технологии с использованием керамики ( = 82) в качестве сердцевины волноводной структуры каскадного соединения двух трехмодовых резонаторов спроектированы фильтры трактов приема и передачи, а также диплексер для базовых станций Рис. 14. Диплексер с канальными фильтрами на мобильной связи стандарта каскадных трехмодовых резонаторах.
IMT-2000. И отдельные фильтры, и диплексер предназначены для поверхностного монтажа в гибридные интегральные схемы на микрополосковых линиях передачи.
Структура диплексера показана на рис.14. Обеспечена изоляция не хуже -1дБ для частот передачи и -70 дБ для частот приема. Сохраняется хорошее согласование КСВ<1,8 общего порта, а ослабление в каналах приема и передачи не превышает -0,8 дБ.
Рассматриваются квазипланарные Е-плоскостные фильтры и диплексеры. Причиной интереса к таким устройствам является возможность использования сравнительно недорогой и в то же время точной планарной технологии для формирования вставок в прямоугольный волновод.
Проведено сравнение двух практических типов квазипланарных Eплоскостных полоснопропускающих фильтров со вставками на диэлектрической подложке: фильтра на обычном волноводе с индуктивными полосками, перемыкающими широкие стенки волновода и фильтра на запредельном волноводе с емкостными продольными диафрагмами (рис.15).
Фильтры на запредельных волноводах являются предпочтительными для различных применений, и особенно при создании компактных диплексеров.
Фотография реализованного четырехзвенного фильтра К-диапазона на запредельном волноводе показана на рис.16.
Рис. 15. Два типа квазипланарных E-плоскостных фильтров: (а) на волноводе с распространяющейся основной модой, (б) на запредельном волноводе.
Рассчитан, изготовлен и измерен квазипланарный диплексер с цельнометаллической E-плоскостной вставкой без диэлектрической подложки для базовых станций LMDS (Local Multipoint Distribution Service) и MAN (Metropolian Area Network) работающих в миллиметровом диапазоне длин волн (рис.17).
Рис. 16.
(а) (б) Рис. 17. Фотография квазипланарного E-плоскостного диплексера K-диапазона: (а) две ответные части корпуса и вставка, (б) собранные диплексеры.
Нестандартный фланец с соседствующими двумя волноводными окнами предназначен для непосредственного подключения модуля приемопередатчика станции LMDS, также имеющего ответный нестандартный фланец с волноводными входами передачи и приема. Данное конструктивное решение с расположением канальных волноводных выходов в одной плоскости на едином фланце выгодно отличается от способа построения диплексеров с ортогональным расположением канальных фильтров по отношению к общему волноводному входу с использованием Tразветвления. Современные приемопередатчики высокоскоростных систем передачи данных выполняются в едином корпусе и размещаются вблизи антенны, поэтому в случае зеркальных антенн, применение диплексера на Tразветвлении с подсоединенными раздельными блоками приема и передачи приводит к существенному эффекту затенения. Для подключения разработанного диплексера со стороны канальных фильтров к иным устройствам, имеющим стандартные волноводные фланцы, а также для измерений диплексера, спроектирован и изготовлен адаптер в виде двойного H-плоскостного 90-градусного плавного поворота волноводов.
Размер и масса традиционных конструкций квазипланарных диплексеров на волноводах с распространяющиейся основной модой часто остаются неприемлемо большими для таких применений, как бортовая аппаратура. Точно так же, как и в случае отдельных фильтров, квазипланарные E-плоскостные диплексеры на запредельных волноводах являются предпочтительными по массогабаритным характеристикам. Кроме того, диплексеры на запредельных волноводах обладают улучшенной и управляемой характеристикой второй полосы заграждения. Для подтверждения предложенной концепции квазипланарного E-плоскостного диплексера на запредельных волноводах (рис.18) спроектирован, изготовлен и измерен диплексер K-диапазона (фотография на рис.19).
(а) (б) Рис. 18. Структура квазипланарного диплексера на запредельных волноводах:
(а) изометрическая проекция, (б) продольное сечение в E-плоскости.
(а) (б) Рис. 19. Фотография изготовленного квазипланарного E-плоскостного диплексера Kдиапазона на запредельных четырехзвенных канальных фильтрах: (а) вид со стороны общего (антенного) порта, (б) вид со стороны портов канальных фильтров.
Ключевым фактором при создании описанных в разделе новых частотно-селективных устройств с рекордными характеристиками вновь явился точный расчет распределения поля по моделям электродинамического уровня строгости. Попытки проектирования предложенных новых частотноселективных устройств путем прямого применения обычных коммерческих симуляторов типа Ansoft HFSS не приводят к успеху ввиду медленной сходимости метода конечных элементов для таких сложных функциональных распределений электромагнитного поля. Успешное проектирование новых устройств стало возможным лишь благодаря высочайшей эффективности специально разработанных моделей, позволяющих проводить прямую оптимизацию, а по сути - синтез устройств.
В четвертом разделе наш подход к проектированию на основе расчета функционального распределения поля расширен на антенные устройства.
Описаны новые компактные антенны (электрический размер порядка 0,1 - 0,2 ) на основе предложенных планарных излучателей с оригинальной конфигурацией концевой реактивности и с распределенной реактивной нагрузкой.
(а) (б) Рис. 20. Фотография УВЧ антенны размером 0,210 0,150 :
(а) щелевая конфигурация с концевой реактивностью, (б) обратная сторона с микрополосковым фидером.
Предлагается новый способ концевой реактивной нагрузки с оригинальной конфигурацией излучателя, обеспечивающей расширенную полосу рабочих частот. Геометрия предложенного планарного щелевого излучателя показана на рис.20(а). В отличие от обычных структур, предложенный рисунок щели сконфигурирован с четырьмя спиралевидными щелевыми рукавами на каждом из концов основной щели. Важно, что одна пара нагрузочных щелевых рукавов скручена по часовой стрелке, тогда как другая пара - против часовой стрелки. При этом уникальное изменение структуры поля в ближней зоне поддерживает резонансные свойства излучателя, а полезные токи в области нагрузочных щелевых рукавов успешно утилизируется, тем самым увеличивая площадь антенны эффективно участвующую в явлении излучения.
В целях сравнения результирующих характеристик предложенного излучателя с обычным излучателем, спроектированы две УВЧ антенны одного и того же размера. Для корректности сравнения и общий размер металлизации, и размер щелевого рисунка принудительно сделаны идентичными и для антенны нового типа, и для обычной антенны. А именно, размер металлизации составил 0,210 0,150, тогда как размер щелевого рисунка составил 0,170 0,080, где 0 - длина волны в свободном пространстве на центральной частоте. Для возбуждения излучателей использованы идентичные 50-омные микрополосковые фидеры с емкостным зондом с обратной стороны излучателя (рис.20(б)). Мгновенное распределение электрического поля показано на рис.21(а) для антенны с новым типом излучателя, а на рис.21(б) - для обычной антенны.
Моделировалась лишь половина структуры с введением магнитной плоскости симметрии. Почти идентичное поле по краям металлизированной пластины наблюдается в обоих случаях. Но видно и важное отличие в распределении поля по поверхности излучателя. Большая часть площади нового излучателя покрыта полезным полем увеличенной амплитуды, и тем самым включена в явление излучения более эффективно.
(а) (б) Рис. 21. Мгновенное распределение амплитуды электрического поля по излучателю:
(а) предложенный новый излучатель, (б) обычный излучатель.
На основе принципа электромагнитной дуальности предложенная для щелевых излучателей идея распространена и на полосковую излучающую топологию. Дуальные структуры подобны негативам и позитивам в фотографии. Если обеспечить распределение электрического тока по идеально проводящей (металлической) конфигурации как дуально заменяющее распределение магнитного тока по щелевому рисунку, то и излученное поле в дальней зоне также будет дуальным. При этом все достоинства предложенного излучателя остаются в силе.
Предлагается новая конфигурация излучателя с распределенной реактивной нагрузкой. Геометрия предложенного излучателя показана на рис.22(а), где щелевой рисунок включает систему угловых секций, размещенных вдоль основной щели. Т.к. длина каждой из угловых щелевых секций заведомо не превышает четверти длины волны, они в совокупности интерпретируются как своеобразная индуктивная нагрузка, распределенная по основной щели. Важно, что каждая из угловых секций повернута по направлению к ближайшему концу основной щели и все угловые секции расположены симметрично относительно продольной оси основной щели. В нашем случае малых антенн отличие фазы электромагнитного поля по излучателю мало, поэтому мгновенное распределение плотности магнитного тока может быть схематично показано стрелками пропорциональной длины, как на рис.22(б). Полезная часть магнитного тока на угловых секциях успешно утилизируется, тем самым, увеличивая область антенны эффективно участвующую в явлении излучения. А излученное поле от перпендикулярных сегментов погашается благодаря симметрии, и соответственно они не вносят вклад в поле дальней зоны. В то же время, уникальное изменение распределения ближнего поля существенно влияет на импеданс антенны. В результате предложенный излучатель обеспечивает уменьшение размера при заданной полосе частот, диаграмме направленности, усилении и поляризационной чистоте.
(а) (б) Рис. 22. Излучатель с распределенной реактивной нагрузкой: (а) предложенная щелевая конфигурация, (б) схема распределения магнитного тока.
Рис. 23. Фотография щелевой УВЧ антенны с распределенной реактивной нагрузкой и копланарным фидером, размер 0,090 0,110.
Рис. 24. Фотография щелевой УВЧ антенны с распределенной реактивной нагрузкой и микрополосковым фидером, размер 0,090 0,110.
Для подтверждения предложенной концепции спроектированы, изготовлены и измерены УВЧ антенны с микрополосковым и копланарным фидером. На рис.23 показана фотография изготовленной антенны с копланарным фидером, а на рис.24 - с микрополосковым. Мгновенное распределение амплитуд электромагнитного поля и поверхностного электрического тока в плоскости излучателя показано на рис.25, где красные тона соответствуют максимуму амплитуды, а синие - минимуму. Видно, что большая часть площади нового излучателя покрыта полезным полем увеличенной амплитуды, и тем самым эффективно включена в явление излучения.
(а) (б) (в) Рис. 25. Мгновенное распределение амплитуд в плоскости излучателя:
(а) поверхностного электрического тока, (б) напряженности электрического поля, (в) напряженности магнитного поля.
Строгое электродинамическое моделирование создаваемых антенн на основе предложенных излучателей осуществлено с помощью коммерческого трехмерного симулятора Ansoft HFSS на основе метода конечных элементов.
Прецизионные макетирование и точные измерения с использованием безэховой системы StarAct Satimo Multi-Probe гарантируют достоверность полученных результатов.
Ключом к успешному созданию описанных в разделе компактных и малых планарных антенн явилось рациональное структурирование функционального распределения полей и токов по излучателю с тем, чтобы увеличить его эффективную площадь при сохранении резонансных свойств.
Что, в конечном счете, и обеспечило достижение рекордных характеристик.
В пятом разделе наш концептуальный подход расширен на построение компактных интегральных транспондеров - устройств с полупроводниковым электронным чипом, непосредственно включенным в излучатель антенны.
Поскольку исследуемые пассивные транспондеры радиочастотной идентификации бесконтактно извлекают всю необходимую для функционирования энергию путем выпрямления радиочастотного сигнала, принимаемого от опросного устройства, согласование комплексного входного импеданса чипа транспондера с импедансом антенны приобретает критическое значение. Транспондер на основе антенны щелевого типа показан на рис.26. Чип соединен непосредственно с излучателем антенны методом flip-chip и виден на фотографии как маленькое черное прямоугольное пятно посередине структуры. Для согласования применена дополнительная система поперечных щелей. Мгновенное распределение амплитуд электромагнитного поля и поверхностного электрического тока в плоскости излучателя показано на рис.27.
Поскольку антенна обладает двумя плоскостями симметрии ее достаточно моделировать лишь в одном из четырех квадрантов структуры, располагая электрическую плоскость симметрии Рис. 26. Фотография транспондера горизонтально (вдоль продольной оси с антенной щелевого типа.
основной щели), а магнитную вертикально. Видно, что большая часть площади излучателя покрыта полезным полем увеличенной амплитуды, и тем самым эффективно включена в явление излучения.
(а) (б) (в) Рис. 27. Мгновенное распределение амплитуд в плоскости щелевого излучателя:
(а) поверхностного электрического тока, (б) напряженности электрического поля, (в) напряженности магнитного поля.
Транспондер с антенной вибраторного (полоскового) типа показан на рис.28, а соответствующее мгновенное распределение амплитуд электромагнитного поля и поверхностного тока - на рис.29.
Согласующее кольцо может быть успешно заменено прямоугольной петлей, как показано на рис.30. Разработаны также транспондеры с Рис. 28. Фотография антеннами, имеющими несколько транспондера с антенной удлиненную форму с уменьшенным вибраторного типа.
поперечным размером (рис.31).
Рассмотрены эмерджентные аспекты создания пассивных транспондеров и реализации ректенн. Соединение чипа с контактными площадками антенны существенно изменяют входной импеданс чипа, как он виден антенной. Поэтому для адекватного измерения импеданса чипа предложена двухпортовая схема с оснасткой, имеющей точно такие же два полосковых электрода на диэлектрической подложке, как и у реальной антенны (рис.32), а материал подложки и технологический процесс монтажа (а) (б) (в) Рис. 29. Мгновенное распределение амплитуд в плоскости вибраторного излучателя:
(а) поверхностного электрического тока, (б) напряженности электрического поля, (в) напряженности магнитного поля.
Рис. 30. Транспондер с антенной Рис. 31. Транспондеры с антенной имеющей прямоугольную удлиненной формы.
согласующую петлю.
абсолютно идентичны фактической сборке транспондера. Для исключения ошибок измерений из-за паразитного эффекта копланарных контактных площадок и заземляющей рамки, соответствующая разомкнутая структура Рис. 32. Фотография тестовых без чипа также формируется на структур сформированных адекватно подложке. Измеренные параметры реально смонтированным в антенну разомкнутой (холостой) структуры чипам транспондера.
необходимы для процедуры извлечения собственных параметров чипа.
Фотография установки для измерения импеданса антенн транспондеров показана на рис.33.
Кабель анализатора цепей спрятан (экранирован) под металлическим листом, размещенным в E-плоскости симметрии. Т.е. вместо измерения полных антенн, измерялась симметричная половина структур. Тогда, Рис. 33. Фотография установки для после корректировки на неидеальность, измерения входного импеданса импеданс половины антенны равен компактной симметричной антенны.
половине импеданса полной антенны.
Рис. 34. Фотографии половинок структур антенн в измерительной установке.
Подробное изображение половинок различных антенн в измерительной установке показано на рис.34. Прилегающая металлизация излучателя антенн припаяна к латунной пластине. Поскольку антенны обладают гибкой подложкой, они зафиксированы в нормальном к пластине положении с помощью пенопластовых подпорок. Диэлектрическая проницаемость пенопласта близка к проницаемости воздуха, поэтому подпорки практически не возмущают поле вблизи антенны.
В заключении сформулированы основные результаты работы.
ГЛАВНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ И ВЫВОДЫ Представленные в диссертации теоретические и экспериментальные материалы показали, как наш подход позволяет создавать новаторские волноводные и антенные устройства. Оригинальные конструкции устройств органично подсказаны точно рассчитанной структурой электромагнитного поля, которую требовалось сформировать для обеспечения заданных жестких требований. Перечислим главные результаты и выводы:
1. Разработаны универсальные и в то же время эффективные электродинамические модели широкого класса волноводных неоднородностей типа сдвигов, стыков, разветвлений прямоугольных волноводов, стыков волноводов со слоистым диэлектрическим заполнением, продольных ленточных металлических диафрагм. Модели таких отдельных волноводных неоднородностей построены в целях их последующей строгой электродинамической рекомпозиции в сложные структуры. Поэтому дескрипторы представляют собой обобщенные многомодовые матрицы рассеяния, полученные решением ряда дифракционных задач, в т.ч.
трехмерных векторных и двумерных, для произвольных наборов как падающих, так и рассеянных собственных волноводных мод.
Высокая эффективность и точность предложенных моделей достигнуты, прежде всего, благодаря применению метода Галеркина с базисными функциями, учитывающими априорную информацию о характере поведения электромагнитного поля вблизи металлических либо диэлектрических структурных ребер. Так, для задач формулируемых в пространственной области, в качестве базисных выбраны взвешенные полиномы Гегенбауэра, а для задач решаемых в спектральной области - функции Бесселя. Кроме того, для задач в спектральной области эффективность метода также повышена внедрением оригинального численно-аналитического способа вычисления характерных интегралов метода с использованием теории вычетов, что позволило исключить необходимость прямого численного интегрирования.
2. Исследованы такие волноводные устройства, как ступенчатые трансформаторы на прямоугольных волноводах, ступенчатый переход с одномодового на многомодовый прямоугольный волновод, прямоугольные волноводные гермовводы, переход с прямоугольного волновода на микрополосковую линию, волноводный фазовращатель с диэлектрической вставкой, переход с гребневого волновода на коаксиальную линию.
Предложен и реализован ряд принципиально новых компактных трансформаторов и переходов.
2.1. На основе прямой машинной оптимизации с вычислением целевой функции по строгой электродинамической модели найдено новое техническое решение построения трансформаторов прямоугольных волноводов отличающееся немонотонным изменением размеров сечений секций, а следовательно, и волновых сопротивлений, вдоль продольной оси перехода. Предложенные волноводные трансформаторы обеспечивают существенную компактность конструкции. Так достигнуто укорочение общей длины трансформатора на 20~40% по сравнению с традиционными решениями. Область применения - миниатюризация волноводных трансформаторов для бортовой радиоэлектронной аппаратуры.
2.2. Предложен новый тип перехода с одномодового на многомодовый прямоугольный волновод с немонотонным изменением поперечных размеров. Новый компактный переход обеспечивает отличную передачу основной моды (не более -0,1 дБ потерь в Ка-диапазоне) и эффективное подавление паразитных мод высшего порядка (не хуже -25 дБ). Показано, что предложенный переход является устойчивым по отношению к типовым механическим погрешностям при изготовлении и эксплуатации. Область применения - распределительные волноводные системы миллиметровых диапазонов с малыми диссипативными потерями.
2.3. На основе прямой машинной оптимизации с вычислением целевой функции по строгой электродинамической модели выполнена разработка гермовводов компактной и технологически простой оригинальной конструкции для стандартных волноводов сантиметрового и миллиметрового диапазонов длин волн. Проведен полный комплекс испытаний изготовленных гермовводов, подтвердивший теоретические расчеты.
Область применения - герметизация волноводных устройств радиоэлектронной аппаратуры различного назначения.
2.4. Разработан эффективный метод анализа Е-плоскостных волноводно-микрополосковых переходов позволивший создать переходы для миллиметровых диапазонов длин волн. Новая конструкция, запатентованная в Южной Корее, включает желобки для надежной фиксации подложки.
Реализованы переходы Ka-диапазона (29~32 ГГц) и W-диапазона (75~90 ГГц) с рекордными вносимыми потерями -0,23 дБ. Область применения - аппаратура специального назначения миллиметрового диапазона.
2.5. На основе точной электродинамической модели рассчитаны волноводные фазовращатели с диэлектрической вставкой. Для миллиметрового Ka-диапазона достигнуто рекордно хорошее согласование при фазовом сдвиге от 0o до 360o. При этом КСВ не превышало 1,03 в полосе частот 28~32 ГГц волновода WR28. Область применения - распределительные системы фазированных антенные решеток, в т.ч.
миллиметрового диапазона.
2.6. На основе электродинамического анализа предложен и реализован новый тип перехода с гребневого H-образного волновода на коаксиальную линию, отличающийся от известных переходов тем, что одна из ступеней трансформатора волновых сопротивлений выполняет также и функцию преобразователя типов волн. Преобразователь типов волн представляет собой полость оригинальной формы окружающую цилиндрический проводник, который соединяет один из гребней H-образного волновода с сердечником коаксиальной линии. Принципиально новый переход очень компактной конструкции обеспечивает сверхоктавную полосу рабочих частот. Переход запатентован в Южной Корее. Новая концепция построения переходов подтверждена теоретически и экспериментально. КСВ для полосы рабочих частот в полторы октавы 18:6 ГГц составляет 1,22, а величина потерь - 0,2 дБ. При этом компактная соосная конструкция перехода общей длиной лишь 30 мм не содержит настроечных элементов и обладает отличной воспроизводимостью параметров. Одна из областей применения - построение сверхоктавных антенно-фидерных устройств СВЧ. Так на основе предложенного перехода создан новый тип волноводно-рупорного излучателя, запатентованный в России. Изобретенный излучатель используется в составе антенных решеток, зеркальных антенн, а также в виде самостоятельной антенны.
3. Исследованы такие волноводные частотно-селективные устройства, как фильтры и диплексеры выполненные по INWATE технологии, в т.ч. на E- и H-плоскостных сдвигах волноводов и трехмодовых резонаторах, а также квазипланарные E-плоскостные фильтры и диплексеры с цельнометаллическими и диэлектрическими вставками, в т.ч. на индуктивных полосках в волноводах с распространяющейся основной модой и на емкостных продольных диафрагмах в запредельных волноводах.
3.1. Предложена и подтверждена новая концепция построения фильтров и диплексеров в длинноволновой части СВЧ диапазонов (вплоть до L-диапазона) на основе сдвигов волноводов и трехмодовых волноводных резонаторов, заполненных новыми типами керамических материалов с высокими значениями диэлектрической проницаемости ( ~ 82) и малыми потерями ( tan ~ 0,0007), что обеспечивает существенную компактность устройств. Причем предложенные новые конструктивные решения по сути волноводных частотно-селективных устройств позволяют осуществлять их поверхностный монтаж на печатные платы гибридных интегральных схем.
Установлено, что частотно-селективные устройства на трехмодовых резонаторах достаточно стабильны по отношению к типовым технологическим разбросам диэлектрической проницаемости керамики заполнения. Одна из областей применения - базовые станции мобильной связи, такие например, как стандарта IMT-2000, по спецификациям которого разработаны как отдельные фильтры трактов приема и передачи, так и диплексеры для работы приемопередатчика на единую антенну. Так предложенный и разработанный диплексер нового типа с канальными фильтрами на каскадном соединении двух трехмодовых резонаторов обеспечивает изоляцию не хуже -110 дБ для частот передачи и -70 дБ для частот приема. При этом сохраняется хорошее согласование общего антенного порта, как в полосе частот приема, так и в полосе передачи КСВ<1,8, а ослабление в каналах приема и передачи не превышает -0,8 дБ.
3.2. Предложены и запатентованы в Южной Корее два новых типа переходов с диэлектрически заполненного прямоугольного волновода на микрополосковую линию: переход на основе T-образного торцевого зонда и переход на основе L-образной торцевой петли. Новые переходы позволяют эффективно интегрировать волноводные частотно-селективные устройства поверхностным монтажом в гибридные интегральные схемы на планарных линиях передачи. Разработанные переходы с типовой микрополосковой линии на волновод заполненный керамикой обеспечивают согласование с КСВ < 1,12 для полосы частот шириной 5,4%.
3.3. На основе точного электродинамического моделирования разработан квазипланарный диплексер K-диапазона с E-плоскостной цельнометаллической вставкой для базовых станций систем скоростной передачи данных LMDS и MAN. Выбрана соосная конструкция, позволяющая минимизировать затенение зеркальных антенн при размещении диплексера с приемопередатчиком. При очевидной дешевизне изготовления, обусловленной конструкцией, не требующей настройки, достигнуты жесткие спецификации реализованного диплексера с четырехзвенными канальными фильтрами. Достигнуто согласование на уровне КСВ < 1,44, вносимые потери не превышают -2,0 дБ, а изоляция между каналами приема и передачи составляет не хуже -50 дБ.
3.4. Проведен сравнительный анализ двух практических типов квазипланарных E-плоскостных полоснопропускающих фильтров со вставками на диэлектрической подложке: фильтра на обычном волноводе с индуктивными полосками, перемыкающими широкие стенки волновода и фильтра на запредельном волноводе с емкостными продольными диафрагмами. Установлено, что фильтры на запредельных волноводах являются предпочтительными для ряда применений, и особенно при создании компактных устройств. Кроме того, фильтры на запредельных волноводах обладают улучшенной и управляемой характеристикой второй полосы заграждения. E-плоскостные диэлектрические вставки позволяют удобно формировать на них емкостные диафрагмы с помощью прецизионной и сравнительно недорогой технологии фотолитографии. Причем емкостные щели следует располагать посередине металлических диафрагм, а не у стенок волноводных каналов, как предлагалось другими авторами. Установлено, что влияние торцевых ребер диэлектрических подложек оказывается существенным, и их следует учитывать при проектировании реальных устройств.
3.5. Предложен и реализован новый тип квазипланарного Eплоскостного диплексера на запредельных волноводных резонаторах. Новый диплексер является предпочтительными при создании компактных устройств. Предложенная конструкция принципиально не имеет каких либо настроечных элементов, а использование адекватно точных оригинальных электродинамических моделей позволяет избегать неминуемого при традиционном проектировании трудоемкого, а следовательно, и дорогого, этапа физической настройки устройств после их сборки, что является чрезвычайно важным при массовом производстве. Новая концепция диплексера подтверждена теоретически и экспериментально. Спроектирован, изготовлен и измерен диплексер K-диапазона с четырехзвенными канальными фильтрами на запредельном волноводе. Показано совпадение теоретических и экспериментальных результатов. Вносимые потери не превышают -1,6 дБ, а изоляция между каналами составляет не хуже -40 дБ.
Причем такие электрические характеристики достигнуты при существенной компактности конструкции - общая длина диплексера составляет лишь мм.
4. Предложены два новых типа планарных излучателей: с оригинальной конфигурацией концевой реактивности и с распределенной реактивной нагрузкой. Принцип действия обоих типов излучателей позволяет строить их как в щелевом исполнении, так и в дуальном ему вибраторном (дипольном) виде комплиментарных полосковых излучающих конфигураций. Предложенная структура излучателей позволяет возбуждать их различными способами, например копланарным либо микрополосковым фидером, а также путем непосредственного включения полупроводникового электронного чипа в излучатель.
Новая концепция построения компактных и малых планарных излучателей в отличие от известных подходов заключается в конфигурировании концевой реактивности или распределенной реактивной нагрузки таким образом, что изменение структуры поля в ближней зоне поддерживает резонансные свойства излучателя, а уникальное распределение токов по всей структуре излучателя формируется так, что эффективная площадь увеличивается. При этом оригинальное распределение токов по излучателю осуществляется таким путем, что нежелательный вклад в излученное поле дальней зоны автоматически погашается, а вклад сонаправленных токов успешно утилизируется.
4.1. Продемонстрировано, что реализация уникальной топологии излучателя с оригинальной конфигурацией концевой реактивности обеспечивает 30% расширения рабочей полосы частот без ущерба для диаграммы направленности, усиления и поляризационной чистоты. Так разработанная планарная УВЧ антенна размером 0,210 0,150 на основе нового излучателя обеспечила относительную ширину полосы рабочих частот 4,2% при усилении 2,8 дБи. Показано, что явное расширение полосы частот достигнуто исключительно благодаря новой конфигурации концевой реактивности излучателя.
4.2. Продемонстрировано, что предложенный планарный излучатель с оригинальной конфигурацией распределенной реактивной нагрузки позволяет реализовывать еще более компактные антенны. Так размер УВЧ антенны уменьшен до 0,090 0,110 для заданного усиления -2,9 дБи и относительной ширины полосы частот 3,2%. Геометрический размер антенны при этом составил 30 35 мм2, что позволило встраивать ее в составе дополнительных терминалов в объем мобильного телефона.
Продемонстрирована также возможность простой и в то же время эффективной перестройки полосы частот путем изменения длины угловых щелевых секций предложенной конструкции излучателя.
4.3. Область применения предложенных новых типов планарных излучателей включает перспективные системы с малым радиусом действия.
Предложенные новые излучатели запатентованы в США, ЕС, Японии, Южной Корее и внедрены патентообладателем - компанией Samsung Electronics Co., Ltd. - при производстве стационарных и мобильных систем радиочастотной идентификации.
5. Исследованы интегральные планарные транспондеры для компактных меток систем пассивной радиочастотной идентификации - устройства с полупроводниковым электронным чипом, непосредственно включенным в излучатель антенны. На основе анализа особенностей создания и функционирования пассивных систем радиочастотной идентификации УВЧ и СВЧ диапазонов выделена новая проблема обеспечения эмерджентных свойств при интеграции полупроводникового чипа в антенну с формированием ректенны (антенны-выпрямителя) для реализации пассивных транспондеров. При этом ряд технически сложных подзадач проистекает из жесткого экономического требования достижения экстремально низкой рыночной цены создаваемых меток. Решение данной проблемы найдено в рамках нашего концептуального подхода с использованием структурной функциональности распределения поля в объекте, где применена адекватная характеризация антенны с полупроводниковым чипом.
5.1. Предложены и реализованы два новых типа компактных антенн предназначенных для построения пассивных транспондеров радиочастотной идентификации. Предложенные структуры отличаются от традиционных антенн оригинальным способом комплексно сопряженного согласования с полупроводниковым чипом, включенным непосредственно в излучатель.
Прямое согласование с чипом достигнуто благодаря функционально сформированной структуре поля на специальной конфигурации излучателя.
Так конструкция новой щелевой антенны, с целью усиления индуктивных свойств излучателя в точках включения чипа, содержит систему щелей, расположенных поперечно относительно основной излучающей щели, а также оригинальную конфигурацию концевой щелевой нагрузки для увеличения эффективной площади. Конструкция новой вибраторной антенны, с целью усиления индуктивных свойств излучателя в точках включения чипа, содержит кольцо либо петлю и оригинальную конфигурацию концевой полосковой нагрузки для увеличения эффективной площади.
5.2. В целях обеспечения аутентичности производимых меток, в конфигурацию антенны привнесен логотип компании производителя, сформированный из того же проводящего материала, что и остальная часть излучателя. Поэтому логотип заведомо возмущает распределение поля, и если копировать антенну без логотипа, то ее параметры будут уже иными, а радиус действия системы идентификации заметно снижен. Строгое электродинамическое моделирование осуществлено с помощью коммерческого трехмерного симулятора на основе метода конечных элементов. Предложенный способ прямого согласования транспондера запатентован нами в США, ЕС, Японии и Южной Корее и внедрен патентообладателем - компанией Samsung Electronics Co., Ltd. - при производстве пассивных меток для систем радиочастотной идентификации УВЧ диапазона.
5.3. Обнаружено сильное изменение комплексного входного импеданса полупроводникового чипа пассивного транспондера при включении его в антенну технологией массового монтажа flip-chip (перевернутого кристалла).
В отличие от традиционно превалирующего индуктивного воздействия проволочек или перемычек при обычных способах монтажа, технология перевернутого кристалла привносит шунтирующую емкость из-за существенного перераспределения поля по топологии чипа транспондера вблизи контактной площадки с прилегающей цепью выпрямителя.
Установлено, что для внутреннего комплексно сопряженного согласования ректенн следует учитывать соответствующее изменение входного импеданса чипа. В компании Samsung Electronics Co., Ltd. нами разработаны кремниевые интегральные схемы транспондеров типа система на кристалле где для улучшения согласования с различными типами антенн учтено обнаруженное влияние монтажа методом flip-chip на импеданс чипа, что запатентовано в США и Южной Корее.
5.4. Предложен и реализован способ адекватной характеризации чипа транспондера именно так, как он виден антенной, при заданном технологическом методе монтажа непосредственно в излучатель.
Двухпортовая тестовая структура позволяет извлекать собственный комплексный импеданс чипа, минимизируя при этом погрешности измерений. Обнаружено, что у разработанных нами в компании Samsung Electronics Co., Ltd. чипов транспондеров малосигнальный режим сохраняется лишь до уровня 0,5 мВт принятой мощности. Воплощенная в разработанных нами чипах транспондеров схема обуславливает ректенну с выпрямителем, приспособленным для включения в любые типы антенн, без ущерба для функционирования систем радиочастотной идентификации.
5.5. Предложен и реализован способ измерения входного импеданса компактных антенн отличающийся использованием E-плоскостной симметрии излучателя. Предложенная измерительная установка позволяет избегать возмущения поля вблизи антенны, поскольку измерительный кабель экранирован под большим плоским металлическим листом, размещенным в плоскости симметрии структуры. В результате удается адекватно характеризовать антенну для транспондеров радиочастотной идентификации, определяя комплексный входной импеданс антенны именно так, как он виден чипом транспондера. Установлено, что среди разработанных нами антенн, наилучшее комплексно сопряженное согласование с чипом обеспечивает вибраторная антенна с прямоугольной петлей, полоса рабочих частот которой составила 3,7% при уровне обратных потерь не хуже -10 дБ, усилении 1,78 дБи, КПД 92% и электрическом размере 0,210 0,120.
Наибольшее усиление 2,5 дБи обеспечивает щелевая антенна при полосе рабочих частот 1,1%, уровне обратных потерь не хуже -10 дБ, КПД 75% и электрическом размере 0,210 0,150.
Таким образом, достигнута главная цель диссертации - развит целостный феноменологический подход к созданию компактных СВЧ устройств и антенн на основе анализа структурной функциональности распределения поля, включающий исследование особенностей электродинамики в новых волноведущих и излучающих структурах.
ПУБЛИКАЦИИ АВТОРА ПО ТЕМЕ ДИССЕРТАЦИИ В изданиях, рекомендованных ВАК для опубликования научных результатов диссертаций:
1. Тихов Ю.И., Синявский Г.П., Синельников Ю.М. Многомодовый дескриптор резонансного несимметричного стыка прямоугольных волноводов // Радиотехника и электроника, 1994, т. 39, N. 12, с. 2037-2043.
2. Тихов Ю.И., Синявский Г.П., Синельников Ю.М. Электродинамическое моделирование и оптимизация ступенчатых переходов между прямоугольными волноводами // Радиотехника и электроника, 1995, т.40, N.
2, с.234-239.
3. Тихов Ю.И. Электродинамическое моделирование многозвенных структур, содержащих двухплоскостные сдвиги и стыки прямоугольных волноводов // Радиотехника и электроника, 1995, т.40, N. 6, с.906-913.
4. Тихов Ю.И. Электродинамический анализ и проектирование микроволновых полосно-пропускающих фильтров на запредельном волноводе с Е-плоскостными диафрагмами // Радиотехника и электроника, 1997, т.42, N. 10, с.1191-1197.
5. Тихов Ю.И., Синявский Г.П., Синельников Ю.М. Рассеяние волноводных мод продольной ленточной диафрагмой с зазором, размещенной на диэлектрической подложке в Е-плоскости прямоугольного волновода // Радиотехника и электроника, 1990, т.35, N. 9, с.1841-1846.
6. Синельников Ю.М., Синявский Г.П., Тихов Ю.И. Электродинамический анализ реальных конструкций волноводно-щелевых линий // Радиотехника и Электроника, 1989, т.34, №3, с.504-509.
7. Тихов Ю.И., Синявский Г.П., Синельников Ю.М. Аномальные моды в волноводно-щелевой линии // Письма в ЖТФ, 1990, т.16, выпуск 6, с. 1-4.
8. Tikhov Y., Ko J. H., Cho Y. K. Field theory based design and comparison of two kinds of quasi-planar bandpass filters // IEE Proceedings Microwaves, Antennas and Propagation, 1998, Vol. 145, N. 6, pp. 441-448.
9. Tikhov Y., Kim J.P., Park K.M., Cho Y.K. An optimized transition from single- to multi-mode rectangular waveguides // Proc. of International Symposium on Antennas and Propagation, ISAP2000, Fukuoka, Japan, August 21-25, 2000, Vol.
1., pp. 413-416.
10. Tikhov Y., Moon J.W., Kim Y.J., Sinelnikov Y. Refined characterization of Eplane waveguide to microstrip transition for millimeter-wave applicationsФ // Proc.
of Asia-Pacific Microwave Conference, APMC2000, Sydney, Australia, December 3-6, 2000, pp. 1187-1190.
11. Tikhov Y., Kim Y.J., Kim J.P. An Over-Octave Compact Transition from Double-Ridge Waveguide to Coaxial Line for Phased Array Feed // Proc. of 32th European Microwave Conference 2002, EuMW2002, Milan, Italy, September 2327, 2002, pp. 581-584.
12. Tikhov Y., Kim Y.J., Kim J.P. Compact Broadband Transition from DoubleRidge Waveguide to Coaxial Line for Phased Array Feed // Proc. of 9th International Symposium on Antenna Technology and Applied Electromagnetics, ANTEM2002, St-Hubert, Montreal, Canada, July 30 - August 2, 2002, pp. 327330.
13. Tikhov Y., Song I.S., Won J.H., Kim J.P. Compact broadband transition from double-ridge waveguide to coaxial line // IEE Electronics Letters, March 2003, Vol. 39, N. 6, pp. 530-532.
14. Tikhov Y., Kim J.P. Surface Mount Filter with a Triple-Mode Ceramic Cavity // Microwave and Optical Technology Letters, 2002, Vol. 33, N. 5, pp. 373-377.
15. Tikhov Y., Kim J.P. Theoretical Analysis of Surface Mountable Triple-Mode Ceramic Cavity // IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 2002, Vol.
12, N. 8, pp. 302-304.
16. Tikhov Y., Kim Y.J., Min Y.H. A Novel Radiator for Small Planar Antennas // Proc. of Asia-Pacific Microwave Conference, APMC2004, New Delhi, India, December 15-18, 2004, pp. 168-173.
17. Tikhov Y., Kim Y., Min Y.H. A Novel Electrically Small Planar Radiating Element for Short Range Wireless Technologies // Proc. of IEEE International Symposium on Antennas and Propagation and USNC/URSI National Radio Science Meeting, AP-S2005, Washington DC, USA, July 3-8, 2005, Vol.
USNC/URSI, pp. 142.
18. Tikhov Y., KimY., Min Y.H. Planar Radiator with Refined Slot Pattern for Electrically Small Antennas // IEE Proceedings Microwaves, Antennas and Propagation, 2006, Vol. 153, N.1, February 2006, pp.19-24.
19. Tikhov Y., Nam K.W., Min Y.H. Planar Small Radiator for Short Range Applications // Proc. of IEEE International Symposium on Antennas and Propagation, AP-S2008, San Diego, California, USA, July 5-11, 2008, pp. 1-4.
20. Tikhov Y., Song I.J., Min Y.H. Compact ultrahigh-frequency antenna designs for low-cost passive radio frequency identification transponders // IET Microwaves, Antennas and Propagation, 2005, Vol. 1, N. 5, October 2007, pp.
992-997.
21. Tikhov Y. Comments on Antenna Design for UHF RFID Tags: A Review and a Practical Application // IEEE Transactions on Antennas and Propagation, 2006, Vol. 54, N. 6, pp. 1906.
22. Tikhov Y., Kim Y., Min Y.H. Electrically Small Antenna for RFID and Wireless Sensor Transponders // Proc. of International Symposium on Antennas and Propagation, ISAP2005, Seoul, Korea, August 3-5, 2005, vol. 3, pp. 10411044.
23. Tikhov Y., Kim Y., Min Y.H. A Novel Small Antenna for Passive RFID Transponder // Proc. of 35th European Microwave Conference 2005, EuMW2005, Paris, France, October 3-7, 2005, pp. 257-260.
24. Tikhov Y., Won J.H. Impedance-matching arrangement for microwave transponder operating over plurality of bent installations of antenna // IEE Electronics Letters, 2004, Vol. 40, N. 10, May 2004, pp. 574-575.
25. Tikhov Y., Kim Y., Min Y.H. Compact Low Cost Antenna for Passive RFID TransponderФ // Proc. of IEEE International Symposium on Antennas and Propagation, AP-S2006, Albuquerque, New Mexico, USA, July 9-14, 2006, pp.
1015-1018.
26. Tikhov Y., Kim Y., Kim Y. Compact Antenna for Prospective RFID and Wireless Sensor Transponders // Proc. of 36th European Microwave Conference 2006, EuMW2006, Manchester, UK, September 10-15, 2006, pp. 587-590.
27. Tikhov Y., Song I.J., Min Y.H. Rectenna Design for Passive RFID Transponders // Proc. of 37th European Microwave Conference 2007, EuMW2007, Munich, Germany, October 8-12, 2007, pp. 995-998.
28. Tikhov Y., Song I.J., Min Y.H. Rectenna Design for Passive RFID Transponders // Proc. of 10th European Conference on Wireless Technology 2007, ECWT2007, Munich, Germany, October 8-12, 2007, pp. 237-240.
29. Tikhov Y., Shim D.H., Nam K.W., Song I.S. Refined Wide Band Modelling and Design of CMOS-Compatible Spiral Inductors with BCB Dielectric Layer // Proc. Of 33th European Microwave Conference 2003, EuMW2003, Munich, Germany, October 7-9, 2003, vol.1, pp. 57-60.
30. Tikhov Y., Shim D.H., Nam K.W., Kim H.S., Song I. S. Wide Band Refined Modelling and Design of CMOS-Compatible Circular Spiral Inductors with BCB Dielectric Layer // Proc. of Asia-Pacific Microwave Conference, APMC2003, Seoul, Korea, November 4-7, 2003, vol. 3, pp. 2012-2015.
Патенты:
1. Джиоев А.Л., Тихов Ю.И., Понкратов А.И., Патент, Российская Федерация, № 2237954 (2003.01.31), УШирокополосный волноводно-рупорный излучательФ // Открытия, изобретения. - Бюл. № 28 (2004.10.10).
2. Kim Y.J., Tikhov Y., Patent, Republic of Korea, KR2002-0081495A (2002.10.28), УCombination structure between waveguide and micro-strip lineФ.
3. Kim Y.J., Tikhov Y., Patent, Republic of Korea, KR2003-0022520A (2003.03.17), УStructure of waveguideФ (Distributed compensation of the parasitic reactance for double-ridge-waveguide-to-coaxial-line transitions).
4. Kim J.P., Tikhov Y., Patent, Republic of Korea, KR2002-0084453A (2002.11.09), УSurface mounting dielectric waveguide excitation structureФ.
5. Tikhov Y., Min Y.H., Patent, United States of America, US7353997B2, Issue date: Apr 8, 2008, Filing date: Jun 19, 2006, US20070164121 (2007.07.19), УRFID barcode and RFID barcode reading systemФ.
6. Tikhov Y., Min Y.H., Patent, European Patent Office, EP1811432A(2007.07.25), УRFID barcode and RFID barcode reading systemФ.
7. Tikhov Y., Min Y.H., Patent, Japan, JP2007-188478A (2007.07.26), УRFID barcode and RFID barcode recognition systemФ.
8. Tikhov Y., Min Y.H., Patent, Republic of Korea, KR0732687B1 (2007.06.20), УRFID barcode and RFID barcode reading systemФ, P2006-0003981 УRFID Barcodes with Inductors Connected into Split ResonatorsФ.
9. Tikhov Y., Min Y.H., Kim Y.J., Patent, United States of America, US7289076B2, Issue date: Oct 30, 2007, Filing date: Aug 22, 2005, УSmall planar antenna with enhanced bandwidth and small strip radiatorФ.
10. Tikhov Y., Min Y.H., Kim Y.J., Patent, European Patent Office, EP1628359B(2007.10.03), УSmall planar antenna with enhanced bandwidth and small strip radiatorФ.
11. Tikhov Y., Min Y.H., Kim Y.J., Patent, Japan, JP2006-060827A (2006.03.02), УSmall sized antenna with enhanced bandwidth and small rectenna for radio frequency identification and wireless sensor transponderФ.
12. Tikhov Y., Min Y.H., Kim Y.J., Patent, Republic of Korea, KR20060049982A (2006.05.19), УSmall planar antenna with enhanced bandwidth and small strip radiator, especially for not affecting radiation pattern, gain, and radiation efficiencyФ, P2004-0066159 УElectrically small planar antenna with enhanced bandwidthФ.
13. Tikhov Y., Min Y.H., Kim Y.J., Patent, United States of America, US7355559B2, Issue date: Apr 8, 2008, Filing date: Aug 22, 2005, УSmall planar antenna with enhanced bandwidth and small strip radiatorФ.
14. Tikhov Y., Min Y.H., Kim Y.J., Patent, Japan, JP2006-060829A (2006.03.02), УSmall planar antenna with enhanced bandwidth and small strip radiatorФ.
15. Tikhov Y., Kim Y.J., Min Y.H., Patent, Republic of Korea, P2005-00616(2005.07.08), УPrinted Strip Radiator with Reduced SizeФ.
16. Tikhov Y., Min Y.H., Kim Y.E., Patent, United States of America, US268736B1, Issue date: Sep 11, 2007, Filing date: Oct 24, 2006, УSmall rectenna for radio frequency identification transponderФ.
17. Tikhov Y., Kim Y.E., Min Y.H., Patent, Republic of Korea, KR0756410B(2007.08.31), УSmall Rectenna for RFID TransponderФ, P2006-0047549 УSmall Rectenna for RFID TransponderФ.
18. Tikhov Y., Kim Y.W., Min Y.H., Patent, Republic of Korea, P2008-0125972, УMechanically Tunable Coil Antenna for Proximity RFID CardsФ.
19. Tikhov Y., Min Y.H., Kim Y.W., Patent, United States of America, US20100147959A1, Pub date: Jun 17, 2010, Filing date: Dec 10, 2009, УRadio frequency identifier tag and method of fabricationФ.
20. Koo S.Y., Tikhov Y., Song I.J., Koo S.G., Min Y.H., Nam K.W., Patent, Republic of Korea, P2008-0034770, УRFID Reader System, Antenna Return Loss, and RF Impedance MatchingФ.
21. Koo S.Y., Tikhov Y., Song I.J., Koo S.G., Min Y.H., Nam K.W., Patent, Republic of Korea, P2007-0130838, УRFID Reader System, Antenna Return Loss, and Tx leakage ControlФ.
22. Koo J.H., Song I.J., Koo S.G., Min Y.H., Nam K.W., Tikhov Y., Kim I.H., Patent, United States of America, US20090068957A1, Pub date: Mar 12, 2009, Filing date: Sep 5, 2008, УRFID reader compensating leakage signal and compensating method thereofФ.
23. Tikhov Y., Min Y.H., Patent, Republic of Korea, P2007-0103187, УReconfigurable RFID Antenna and Polarization HoppingФ.
24. Tikhov Y., Ku J.A, Won J.W., Patent, Republic of Korea, KR2005-0102562A (2005.10.26), УMicrowave transponder having circular window structure for impedance matchingФ, P2004-0027977 УImpedance Matching Arrangement for Microwave Transponder with Flexible AntennaФ.
25. Tikhov Y., Min Y.H., Kim Y.J., Patent, United States of America, US7262740B2, Issue date: Aug 28, 2007, Filing date: Aug 22, 2005, УSmall planar antenna with enhanced bandwidth and small rectenna for RFID and wireless sensor transponderФ.
26. Tikhov A., Min Y.H., Kim Y.J., Patent, European Patent Office, EP1628360B(2007.10.10), УSmall rectennaФ.
27. Tikhov Y., Kim Y.J., Min Y.H., Patent, Republic of Korea, KR20060045003A (2006.05.16), УSmall antenna having enhanced bandwidth and small rectenna for RFID and wireless sensor transponders, especially for having improved operational frequency bandwidth withoutinfluencing on radiation pattern, radiation efficiency, and polarization purityФ, P2005-0026496 УSmall Rectenna for RFID and Wireless Sensor TranspondersФ.
28. Song I.J., Tikhov Y., Min Y.H., Patent, United States of America, US20070139290A1, Pub date: Jun 21, 2007, Filing date: Jul 20, 2006, УRFID tag and RFID system having the sameФ.
29. Song I.J., Tikhov Y., Min Y.H., Patent, Republic of Korea, KR0659273B(2006.12.12), УRFID tag for correct impedance matching with RFID reader and RFID system equipped with the sameФ, P2005-0124209 УImpedance Matching for RFID TagФ.
30. Tikhov Y., Min Y.H., Patent, Republic of Korea, KR0792256B1 (2007.12.31), УRectenna for RFID TransponderФ, P2007-0001120 УRectenna for RFID TransponderФ.
Публикации в других изданиях:
1. Синявский Г.П., Тихов Ю.И., Синельников Ю.М. Применение строгих электродинамических моделей к проектированию запредельных микроволновых фильтров - В кн.: Ростовский государственный университет: ЕжегодникТ96 / Ростов н/Д: Изд-во Рост.ун-та., 1997, с.128-137.
2. Тихов Ю.И. Электродинамическое моделирование волноводных фазовращателей с многосекционным согласованием диэлектрической вставки // Вопросы Радиоэлектроники, серия: Общие вопросы радиоэлектроники, 1999, выпуск 18, с.110-117.
3. Тихов Ю.И., Синявский Г.П., Синельников Ю.М. Рассеяние волноводных мод отрезком ВЩЛ с резистивными гребнями // В кн.: Тез. докл.
Всесоюзного научного семинара УМатематическое моделирование и применение явлений дифракцииФ - М.: МГУ, 1990, с. 142.
4. Тихов Ю.И., Синявский Г.П., Синельников Ю.М. Электродинамический анализ резистивной диафрагмы с зазором, размещенной на диэлектрической подложке в Е-плоскости прямоугольного волновода // В кн.:
УАвтоматизированное проектирование устройств СВЧФ - М.: МИРЭА, 1990, с. 94-102.
5. Tikhov Y., Ko J. H., Cho Y. K. A Full Wave Analysis and Design of Waveguide Filter with E-Plane Metal-Dielectric Insert // Telecommunications Review, 1997, Vol. 7, No. 6, pp. 912-921.
6. Тихов Ю.И., Синельников Ю.М. Проектирование прямоугольных волноводных гермовводов // Вопросы Радиоэлектроники, серия: Общие вопросы радиоэлектроники, 1997, выпуск 17, с. 80-85.
7. Синельников Ю.М., Тихов Ю.И. Расчет реальных конструкций волноводно-щелевых линий // В кн.: Автоматизированное проектирование устройств СВЧ - М.: МИРЭА, 1988, с. 49-54.
8. Синельников Ю.М., Синявский Г.П., Тихов Ю.И. Влияние конструктивных особенностей на электродинамические параметры волноводно-щелевых линий // В кн.: Тез. докл. 10 Всесоюзного семинара по методам решения внутренних краевых задач электродинамики - Вильнюс, ВГУ, 1988, с. 36.
9. Тихов Ю.И., Синельников Ю.М. Обратные электромагнитные волны в волноводно-щелевой линии // В кн.: УВолны и дифракция - 90Ф - М.:
Физическое общество СССР, 1990, т.3, с. 13-16.
10. Мануилов М.Б., Синельников Ю.М., Тихов Ю.И. Волноводное устройство ввода контрольных сигналов // Вопросы Радиоэлектроники, серия: Общие вопросы радиоэлектроники, 1997, выпуск 17, с. 67-74.
11. Тихов Ю.И. Сверхоктавный компактный переход с Н-образного волновода на коаксиальную линию // Вопросы Радиоэлектроники, серия:
Общие вопросы радиоэлектроники, 2002, выпуск 1 (20), с. 115-123.
12. Tikhov Y., Kim J.P., Park K.M. A Novel Surface Mount Filter based on a Triple-Mode Ceramic Cavity // Proc. of IEEE Radio and Wireless Conference, RAWCON2001, August 19-22, 2001, Boston, USA, pp. 161-164.
13. Tikhov Y., Kim J.P., Park K.M. Coupling between Triple-Mode Ceramic Waveguide Cavity and a Microstrip Circuit // Proc. of Asia - Pacific Radio Science Conference, AP-RASC'01, August 1-4, 2001, Tokyo, Japan, pp. 74.
14. Tikhov Y., Kim J.P. A New Surface Mount Filter with a Triple-Mode Ceramic Cavity // Telecommunications Review, 2001, Vol. 11, N. 5, pp. 773-780.
15. Tikhov Y. Computer-aided design of evanescent-mode waveguide filter with E-plane diaphragms placed on a dielectric substrate // Proc. of URSI International Symposium on EM Theory, St.Petersburg, Russia, May 23-26, 1995, pp. 24-26.
16. Tikhov Y., Ko J.H., Cho Y. K. A rigorous analysis and design of E-plane metal-dielectric filters // Proceeding of Conference on Microwave Technology and Wave Propagation, Seoul, Korea, May 1997, Vol.20, N. 1, pp. 80-83.
17. Tikhov Y., Ko J.H., Cho Y. K. Computer-Aided Design of E-plane Waveguide Filter // KEES, Korea Electromagnetic Engineering Society Conference, Chanweon, Korea, June, 1997, Proceeding, pp. 101-104.
18. Tikhov Y., Sinelnikov Y. Low-cost Duplexers for LMDS & MAN Application // Proc. of MINT Millimeter-Wave International Symposium - Topical Symposium on Millimeter Waves, MINT-MIS2005 / TSMMW2005, Seoul, Korea, February 24-25, 2005, pp. 84-87.
19. Tikhov Y. Rigorous analysis and design of a novel evanescent-mode waveguide diplexer // TBSR Symposium on Applied Electromagnetism, Metsovo, Greece, April 17-20, 1996, Proc., mmws 6.
20. Tikhov Y. A full wave analysis and design of evanescent-mode waveguide diplexer // URSI International Symposium on EM Theory, Thessaloniki, Greece, May 25-28, 1998, Proc., Vol. 1, pp.160-162.
21. Tikhov Y. A rigorous analysis and design of evanescent-mode waveguide diplexer // Proc. of the XXVIII Moscow International Conference on Antenna Theory and Technology, September 22-24, 1998, Moscow, Russia, pp. 535538.