Читайте данную работу прямо на сайте или скачайте
Программируемый генератор синусоидальных колебаний
Рязанская государственная радиотехническая академия
Кафедра ИИБМТ
Пояснительная записка к курсовой работе по дисциплине: «Электроника и микропроцессорная техника» на тему:
«ПРОГРАММИРУЕМЫЙ ГЕНЕРАТОР СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ»
Выполнил:
студент гр. 234
Киреев А. А.
Проверил:
Струтинский Ю. А.
Оглавление
Техническое задание............................................................................................................. 3 Введение.................................................................................................................................4 Обзор литературы..................................................................................................................5 Разработка структурной и функциональной схемы стройства....................................... 7 Разработка принципиальной схемы и выбор элементной базы........................................ 9 Разработка аналоговой части..........................................................................................9 Генератор.................................................................................................................... 9 Выходной каскад......................................................................................................11 Расчёт генератора с выходным каскадом.............................................................. 12 Расчёт элементов моста Винна............................................................................... 13 Разработка цифровой части.......................................................................................... 14 Разработка программного обеспечения............................................................................ 19 Основной цикл............................................................................................................... 19 Подпрограмма становки RC-матрицы....................................................................... 21 Заключение.......................................................................................................................... 22 Список литературы..............................................................................................................23 Приложения......................................................................................................................... 24 Пречень элементов........................................................................................................ 24 Список сокращений....................................................................................................... 26Техническое задание
Разработать программируемый генератор синусоидального сигнала со следующими характеристиками:
Диапазон частот:................................................................................... Δf, Гц...................... 20..20 000 Относительная погрешность в пределах частотного диапазона:..... δотн ........................... 2% Сопротивление нагрузки:..................................................................... Rнагр не менее, Ом..5
Введение
Колебания синусоидальной формы являются одним из наиболее распространённых в радиоэлектронике видов колебаний. Генераторы синусоидальных колебаний используются в радиотехнике для настройки и калибровки различных цепей и стройств, также могут применяться при их синтезе и непосредственно быть составными частями радиоэлектронной аппаратуры. Получение сигналов синусоидальной формы с высокой точностью очень важно при анализе и оценке характеристик нелинейностей квазилинейных стройств, таких как силители. Столь же важно получать синусоидальные колебания с высокой точностью по частоте, например, для избирательных силителей или средств измерения частоты.
В зависимости от области применения, генераторы можно разделить на высокочастотные и низкочастотные. В техническом задании описан низкочастотный генератор, более того, его диапазон лежит области звуковых частот. При синтезе низкочастотных генераторов важно учитывать то, что прежде всего необходимо получить сигнал с высокой точностью формы. Это требование обусловлено тем, что данные генераторы используются для настройки и измерения искажений в силителях, фильтрах и измерительных каналах (невысокого быстродействия).
Существует множество стройств на различных активных элементах (транзисторы, операционные силители). Генератор можно получить, охватив обычный силитель положительной обратной связью (ОС), как показано на рисунке 1. Принцип работы таких генераторов
1 3
основан на использовании в цепях ОС фазосдвигающих или
V E
резонансных элементов: U2
- мост Винна,
- двойной Т-образный мост, Рис.1. Основная блок-схема генератора.
- сдвигающая RC-цепь.
Существуют и другие способы генерирования синусоидальных колебаний:
- фильтрация (размывание) импульсов треугольной формы,
- выделение первой гармонической составляющей прямоугольных импульсов,
- компенсация потерь в LC-контуре,
- моделирование дифференциального равнения синусоидальных колебаний.
В зависимости от целеуказания, следует выбрать один из методов. Например, генераторы на основе RC-цепей отличаются простотой конструкции и невысокой стоимостью, однако не обеспечевают высокой точности формы и высокой стабильности частоты. Генераторы на основе LC-контура используются при создании колебаний на радиочастотах. На низких частотах, получить высокостабильные колебания позволяют методы синтеза и моделирования дифференциального равнения гармонических колебаний, но два последних метода отличаются чрезвычайно сложной конструкцией генераторов и, соответственно, высокой стоимостью.
Обзор литературы
«Применение прецизионных аналоговых микросхем» В книге описаны основные конструкции генераторов. Основное внимание авторы деляют вопросам применения операционных силителей (ОУ). Рассматриваются схемотехника прецизионных аналоговых микросхем и их применение в радиоэлектронной аппаратуре. Основное внимание деляется принципам построения и типовым каскадам аналоговых микросхем общего применения: операционным силителям, компараторам и перемножителям напряжения, таймерам, интегральным стабилизаторам, цифро-аналоговым и аналого-цифровым преобразователям. Излагаются словия достижения
предельных параметров аналоговых микросхем и схемотехнические способы лучшения их характеристик. В книге приведён ряд конструктивных решений, связанных с пояснением общих принципов построения
генераторов на ОУ, также несколько конструкций конкретных стройств. В частности, из книги были заимствованы генераторы синусоидальных колебаний:
- на мосте Винна,
- на Т-образном мосте,
- со стабилизацией частоты кварцевым кристаллом,
• с программируемым значением частоты. Также из книги заимствованы расчётные формулы и, в отдельных случаях, номиналы элементов.
2. Гутников В. С.
«Интегральная электроника в измерительных стройствах» Рассматриваются серийные микросхемы в электронных функциональных злах и стройствах, особенности операционных силителей, компараторов, множителей, сведения о распространённых
цифровых интегральных схемах, примеры функциональных злов на отечественных микросхемах. Введены разделы о микропроцессорных схемах, АЦП и ЦАП. Использованы следующие материалы книги:
- схемы и элементы расчёта RC-генераторов на ОУ,
- расчёт цепей, содержащих ОУ,
- справочные данные ОУ, аналоговых ключей и коммутаторов.
3. Королев Г. В.
«Электронные стройства автоматики» В книге изложены основы проектирования и расчёта электронных стройств автоматики: силителей, выпрямителей, стабилизаторов, релейных и избирательных схем, в качестве элементной базы рассмотренных стройств использованы в основном биполярные и полевые транзисторы, большое
внимание делено вопросам микроминиатюризации электронных стройств, в частности рассмотрены возможности построения электронных стройств на основе интегральных микросхем. Использованы материалы книги:
- принципы построения генераторов,
- расчёт генератора низкой частоты,
- генератор с мостом Винна в цепи ОС
4. Хоровиц П., Хилл У.
«Искусство схемотехники» Книга содержит основные теоретические сведения о злах и элементах современной радиоэлектронной аппаратуры (РЭА). Приводятся методы построения злов РЭА и рекомендации по их применению. В книге также рассмотрены основные «классические» схемы электроники с пояснениями принципов их
работы. Все предложенные стройства собраны, в основном на биполярных и полевых транзисторах. Наряду с этим, в книге рассмотрен ряд «удачных» схем. Использованы материалы книги:
• мостовой генератор Винна
5. Найдеров В. З., Голованов А. И., Юсупов З. Ф., Гетман В. П., Гальперин Е. И.
«Функциональные стройства на микросхемах» Излагаются особенности построения и расчёта функциональных стройств аналоговых микросборок. Рассмотрены силители и частотно-преобразовательные стройства, генераторы и формирователи гармонических и импульсных сигналов, аналоговые перемножители и компараторы напряжений,
способы лучшения их параметров. Большое внимание делено вопросам применения и совершенствования таймеров и построения многофазных генераторов импульсов мостовой структуры. Из книги заимствован, в качестве справочного, материал об анализе свойств дифференциальных
каскадов.
6. Акулов И. И., Баржин В. Я., Валитов Р. А., Гармаш Е. Н., Кучин Л. Ф., Найдеров В. З., Пуценко В. В., Семеновский В. К., Симонов Ю. Л., Тарасов В. Л., Терехов И. К., Шевырталов Ю. Б., Юнденко И. Н.
«Теория и расчёт основных радиотехнических схем на транзисторах» Рассматриваются теория работы транзисторов и стройств (узлов РЭА) на их основе. Приведены типовые схемы злов РЭА на транзисторах и методы их расчёта. Рассмотрены такие злы РЭА, как силители звуковых частот, постоянного тока, высокой частоты, промежуточной частоты,
видеоусилители, амплитудные детекторы системы автоматической регулировки силения (АРУ), преобразователи частоты, автогенераторы и т. п. Использованы следующие материалы книги:
- энергетический расчёт автогенераторов,
- расчёт двухтактного каскада силителя мощности звуковых частот.
7. Шкритек П.
«Справочное руководство по звуковой схемотехнике» Книга специалиста из ФРГ, в которой изложен обширный материал по схемотехнике и электронным компонентам для звуковой аппаратуры. Анализируются характеристики звуковых систем, методы снижения ровня искажений и шумов. Большое внимание деляется традиционной аналоговой
схемотехнике. В то же время, значительная часть книги посвящена цифровым методам, применяемым в звуковой технике. Рассматриваются цифровые методы правления, цифровая передача звука. Использованы следующие материалы книги:
• эмиттерный и истоковый повторители на симметричной паре комплементарных транзисторов.
8. Боборыкин А. В., Липовецкий Г. Я., Литвинский Г. В., Оксинь О. Н., Прохорчик С. В., Проценко Л. В., Петренко Н. В., Сергеев А. А., Сивобород П. В.
«Однокристальные микроЭВМ» Приведено подробное техническое описание однокристальных микроЭВМ семейств МК48, МК51 и UPI-42. Рассмотрены зарубежные аналоги описанных микросхем. Рассматриваются технические характеристики, структурные схемы, система команд и их синтаксис. Все описания снабжены примерами. Использованы материалы по однокристальным микроЭВМ семейства МК51.
9. Лебедев О. Н.
«Микросхемы памяти и их применение» Рассмотрены стройство, режимы работы, функциональные возможности и электрические характеристики микросхем оперативных и постоянных запоминающих стройств. Приведены рекомендации по выбору микросхем памяти для практических разработок, по реализации режимов
управления микросхемами всех видов при записи, хранении и считывании информации. Даны развёрнутые примеры применения микросхем памяти в стройствах различного назначения. Использованы справочные данные на микросхемы серии К573.
10. Шило В. Л.
«Популярные цифровые микросхемы» Приведены сведения о трех самых распространенных в радиолюбительской практике видах цифровых микросхем: ТТЛ, КМОП и ЭСЛ. Кратко рассмотрены основы их схемотехники, показаны структуры, цоколёвки и дано описание работы более 300 типов массовых цифровых микросхем: логических
элементов, триггеров, регистров, счётчиков, мультиплексоров, арифметических и др. Даны рекомендации по их применению. Использованы справочные данные на микросхемы серии К1533.
Разработка структурной и функциональной схемы стройства
Прежде всего, в схеме должен присутствовать сам генератор, а, поскольку в техническом задании (ТЗ) был описан генератор, обеспечивающий выход на низкоомную нагрузку, то необходимо к выходу генератора подключить силитель (тока), и только потом нагрузку. Это связано с низкой нагрузочной способностью прецизионных ОУ.
Кроме того, ТЗ требует осуществлять регулирование частоты генерации с помощью микроконтроллера. Было бы логично снабдить стройство правления, представленное микроконтроллером, добными для экспериментатора средствами ввода требуемой частоты.
Рис.2. Структурная схема генератора.
Таким образом, в состав генератора войдут следующие злы (см. рисунок 2):
- формирователь синусоидального сигнала (генератор),
- выходной силитель мощности,
- схема правления,
- устройство контроля и индикации.
Теперь необходимо пояснить функциональную связь между отдельными злами схемы, которые на функциональной схеме (см. рисунок 3) разбиты на более мелкие таким образом, чтобы каждый зел был функционально законченным.
Рис.3. Функциональная схема генератора.
В самом генераторе следует выделить два функциональных зла: силитель и цепь обратной связи, в которую, в зависимости от значения, вводимого с клавиатуры, по сигналу правления с микроконтроллера коммутатор будет подстанавливать соответствующие комбинации задающих элементов.
Колебания на выходе генератора можно получить, охватив его активный элемент (усилитель) цепью ОС, что и показано на рисунке 3. В зависимости от номиналов элементов в цепи ОС, можно задавать частоту генерации. Для того чтобы получить на выходе генератора ряд определённых частот, необходимо подобрать соответствующие этим частотам значения элементов цепи ОС, сформировать из них массив и подключать с помощью цепей коммутации.
Цепи коммутации, в свою очередь, правляются сигналами с микроконтроллера, в прошивке которого поставлены в соответствие частоты, вводимые с клавиатуры и набор сигналов правления коммутаторами. Средства индикации предназначены, в данном случае, для визуального контроля испытателем текущего (заданного, но не реального) значения частоты.
В схеме присутствуют как элементы цифровые, так и аналоговые, поэтому они выделены в отдельные блоки, что и показано на рисунке 3.
Чтобы пояснить связь между структурной и функциональной схемами, следует сказать, что цепь ОС и активный элемент составляют вместе генератор; цепи коммутации и микроконтроллер образуют схему правления; совокупность микроконтроллера и средств ввода-вывода (клавиатура и индикатор) — это устройство контроля и индикации.
В дальнейшем, расчёты будут вестись по злам, показанным на рисунке 3, отдельно, входные и выходные параметры злов будут «состыковываться».
Рис.3б. Функциональная схема генератора.
Для повышения стабильности частоты и исключения температурного дрейфа часоты можно ввести в стройство цифровой частотомер и, в зависимости от его показаний, подстраивать частоту. Функциональная схема такого стройства показана на рисунке 3б.
Разработка принципиальной схемы и выбор элементной базы
Разработка аналоговой части
Генератор
Как же говорилось, колебания на выходе генератора можно получить, охватив обычный силитель положительной ОС. Незатухающие колебания в силителе с ОС возникают при выполнении словий: R1
1
Ku α=1 (1.1) φkφα =0 (1.2)
1 R2
2 2
Выражение (1.1) — словие баланса амплитуд, (1.2) — словие баланса фаз. Выполнение этих словий на одной (генерируемой) частоте а)достигается за счёт применения в цепи ОС частотно-избирательных элементов. В генераторах положительная ОС может быть внешней и 
π/2внутренней (при работе некоторых элементов генератора в определённых
β0=1/3режимах). Для создания генераторов синусоидальных колебаний φβ
β
применяется, как правило, внешняя ОС, позволяющая получить более высокую стабильность по частоте. 1
ω/ω
Одним из наиболее дешёвых и наиболее распространенных является генератор с мостом Винна в цепи ОС. Сам мост Винна [3] представляет из себя частотно-избирательный четырёхполюсник (рисунок 4), не изменяющий
−π/2
фазу сигнала на частоте генерации. Для этой цепи, частот генерации ω0 и б)коэффициент передачи α0 на частоте ω0 определяются выражениями:
0 =1/ R1 R2 C1 C 2 (1.3) Рис.4. Последовательно-параллельная
(1.4) избирательная RC-цепь (мост Винна) (а) 0 =U 1 /U 2 =1/1 R1 / R2C 1 /C 2 и её характеристики (б).
Если R1=R2=R, C1=C2=C, то формулы (1.3) и (1.4) будут иметь вид:
0 =1/ RC , β0 =1/3 (1.5)
На рисунке 5а показана схема простейшего генератора с Г-образной RC-цепью [2]. ОУ охвачен положительной ОС (R1C1R2C2) и отрицательной ОС (R3R4). При выполнении (1.6) в стройстве возникают автоколебания, частот которых определяется первым соотношением (1.7). Если использовать в частотно-зависимой ветви моста Вина равные сопротивления и равные емкости
R1=R2=R, Cl=C2=C, то частоту Рис.5. Простейший генератор с мостом Винна.
втоколебаний находят по второму соотношению (1.7), причем автоколебания возникают при словии, что коэффициент силения силителя, составленного из ОУ и резисторов R3и R4, больше трёх. Иначе говоря, должно быть выполнено словие R3/R4>2.
3 R1 C 2
4 = R2 C 1 (1.6)
1
02 = R1 R21 C 1 C 2 ⇒ f 0 =
2 π RC (1.7)
Установившиеся автоколебания в замкнутой цепи возможны только при словии точного равенства единице коэффициента петлевого силения на частоте f0. Но для возникновения автоколебаний нужно, чтобы вначале коэффициент петлевого силения был больше единицы. После возникновения автоколебаний их амплитуда стабилизируется в конечном счёте на таком ровне, при котором за счёт нелинейного элемента в петле коэффициент силения снижается до единицы. Если не предпринимать специальных мер, то помянутая нелинейность проявляется в амплитудной характеристике ОУ; в этом случае форма автоколебаний может заметно отличаться от синусоиды.
Для получения гармонических колебаний с малыми искажениями используют инерционно-нелинейную цепь отрицательной обратной связи ОУ. Нужный характер нелинейности обеспечивается тогда, когда с ростом амплитуды сигнала меньшается сопротивление R3 или величивается сопротивление R4. Поэтому вместо R3 можно включить миниатюрный полупроводниковый терморезистор или вместо R4 — металлический терморезистор (например, миниатюрную лампочку накаливания). Малые размеры терморезистора в данном случае нужны для того, чтобы обеспечить его разогрев относительно маломощным сигналом.
Поскольку при использовании моста Вина с R1=R2и C1=C2 на резисторе R3 падает в два раза большее напряжение, чем на резисторе R4, то схема рисунке 5а удобна для использования вместо R3 полупроводникового терморезистора. В этом случае значительная часть выходной мощности ОУ будет затрачиваться на разогрев терморезистора. Для того чтобы при использовании лампочки накаливания также обеспечить рассеяние на ней большей части выходной мощности ОУ, можно сделать цепь отрицательной обратной связи (ООС) двухступенчатой. Именно так построена цепь ООС в схеме на рисунке 5б. Здесь лампочка EL, выполняющая роль резистора R4, входит в первую ступень делителя ООС (R3, R4), вторая ступень составлена из резисторов R5, R6. Если принять (1.8), то коэффициент передачи цепи ООС (1.9) будет обеспечивается при R4=2R3.
5 =R6 R4 (1.8)
4 R61β≈ R3R4 R5R6 = 3 (1.9)
Однако, у конструкции на рисунке 5б есть существенный недостаток — лампочка накаливания. Этот элемент нестабилен, неточен, не технологичен, ненадёжен. Возникает необходимость использования более технологичного и надёжного элемента. Исключить лампочку позволит схема генератора с автоматической регулировкой силения (АРУ), изображённая на рисунке 6.
При построении генераторов синусоидальных колебаний с регулируемой частотой следует также учитывать R3 R3тот факт, что с изменением номинала хотя бы одного из частотозадающих элементов изменяется словие возникновения генерации, что может привести к срыву колебаний. В генераторах на мосте Вина это словие 
UВЫХзаключается в том, чтобы полный коэффициент силения сигнала по цепям положительной и отрицательной ОС был равен единице на любой частоте. Поэтому при изменении частоты выходных колебаний в генераторах на мосте Вина необходимо использовать сдвоенный потенциометр (или конденсатор) [1].
В схеме генератора на рисунке 6 эта задача решается включением регулирующего частоту потенциометра R2 таким образом, чтобы он изменял и силение в цепи отрицательной ОС операционного силителя А1. Поскольку
Рис.6. Генератор с мостом Винна и ОУ в цепи АРУ.
R2 является элементом моста, он изменяет частоту генерации в соответствии с выражением (1.10). При меньшении номинала потенциометра величивается частот и меньшается сигнал ОС UB на неинвертирующем входе А2. Однако при этом одновременно величивается коэффициент силения А1, так что суммарное силение по цепям положительной и отрицательной ОС остается равным единице при всех изменениях сопротивления R2. Действительно, снижение амплитуды выходного напряжения на частоте генерации, обусловленное мостом Вина определяется соотношением (1.11). Поскольку оба ОУ силивают сигнал UB, то выходное напряжение определяется (1.12). Сравнивая эти два выражения, получаем, что коэффициент силения по цепям ОС равен единице для всех значений R2. Таким образом, коэффициент силения и, следовательно, амплитуда выходных колебаний генератора не зависят от частоты.
1
f =
2 π C R1 R2 (1.10)
U B R2
ВЫХ = R12 R2 (1.11)
1 R12 R2
ВЫХ =2 U B−U A =2U B =[ ]U B (1.12) 2 R2
В действительности, наличие паразитных ёмкостей и конечная полоса пропускания ОУ несколько ограничивают диапазон изменения частоты при неизменной амплитуде UВЫХ. С использованием АРУ на стабилитроне, как показано на рисунке 6, амплитуда колебаний генератора остается постоянной при изменении частоты в пределах декады. Применением более совершенных схем АРУ можно расширить диапазон изменения частоты, но это приведет к срыву колебаний.
Схема на рисунке 6 вполне довлетворяет требованиям. Для генератора требуется ОУ достаточного быстродействия с малыми входными токами. Отечественная промышленность выпускает серию интегральных микросхем (ИМС) быстродействующих операционных силителей с полевыми транзисторами во входных каскадах, что обеспечивает им высокое входное сопротивление (порядка 109 Ом). Приемлемо использовать ИМС КР57УД2 — сдвоенный широкополосный ОУ; его технические характеристики:
| UПИТ, В | KD | IП, мА | UСМ, мВ | TKUСМ, мкВ/К | I1, нА | ΔI1, нА | UДФ max, В | UСФ max, В | KСФ, дБ | f1, Гц | VU, В/мкс | ±U2m max, В | RН min, кОм |
| ±15 | 25×103 | 10 | 50 | 30 | 1 | 0,5 | 10 | 10 | 60 | 2 | 10 | 10 | 10 |
Следует пояснить характеристики:
UПИТ — напряжение питания; KD — минимальный коэффициент силения; IП— потребляемый ток; UСМ — напряжение смещения «нуля»; TKUСМ — температурный коэффициент напряжения смещения «нуля»; I1 — входной ток; ΔI1 — разностный КР57УД2 входной ток; UДФ max — допустимое значение дифференциального входного
1
8
напряжения; UСФ max — допустимое значение синфазного входного напряжения; KСФ —
2
коэффициент ослабления синфазного сигнала; f1 — частот единичного силения;
7VU — скорость величения выходного напряжения; ±U2m max — наибольшая амплитуда 3 5
выходного напряжения; RН min — наименьшее сопротивление нагрузки. На рисунке 7 4
6
показана цоколёвка ИМС. ИМС выпускается в пластмассовом корпусе 2101.8–1 по ГОСТ 17467–79.
Возможно использование более дорогой и более качественной ИМС КР57УД3. Рис.7. Цоколёвка ОУ.
На рисунке 8 представлена схема электрическая принципиальная генератора без казания номиналов элементов. Полный расчёт номиналов следует VD1 VD2 R7 проводить на полной схеме, включающей в себя силитель мощности (усилитель тока), т. к. цепи ОС для меньшения искажений следует завести с выхода стройства, что также обеспечит адаптивность генератора к нагрузке.
ВЫХ
Выходной каскад
В данном случае рационально применять в качестве выходного силителя тока двухтактный каскад
C1
с общим коллектором, схема которого показана на рисунке 9. Каскад собран по схеме, соответствующей режиму A. Напряжение смещения получено с помощью Рис.8. Генератор с мостом Винна. диодов VD1и VD2 [7]. Нагрузочная способность ОУ
составляет 10 кОм, если честь, что максимум выходного напряжения составляет более 10 В, то нагрузочный ток составляет около 1 мА. Следовательно при значении выходного напряжения стройства порядка 10 В и выходного сопротивления порядка 5 Ом, необходим выходной каскад с β≈2103, что обеспечить сложно. Значение выходного напряжения определяется падением напряжения на стабилитронах VD1и VD2 в цепи АРУ на рисунке 8. Если взять стабилитроны с напряжением стабилизации 3,3 В, то выходное напряжение будет достигать 4 В. В этом случае, выходной ток стройства будет достигать 800 мА, для выходного каскада можно положить β≈800, что могут обеспечить составные транзисторы.
Тем не менее, чтобы снизить выходное напряжение, заменим последовательное соединение стабилитронов параллельным соединением диодов (рисунок 10), что обеспечит падение напряжения на этом частке цепи не более 1 В и соответствующее значение выходного напряжения генератора (1 В). Это же вполне приемлемо, т. к. ток (амплитуда тока) нагрузки будет составлять 200 мА и для выходного каскада β≈200.
Для выходного каскада следует использовать транзисторы с запасом по β; в данном случае рационально применить мощные составные транзисторы КТ82А и КТ85А с β≈750. Т. к. эти транзисторы составные, то необходимо двоить количество диодов задающих напряжение смещения (см. рисунок 10). Источники тока можно заменить на резисторы соответствующего номинала. Цепи ОС, для снижения искажений, необходимо завести с выхода каскада.
Расчёт генератора с выходным каскадом
На рисунке 10 изображе-на схема генератора с выходным каскадом; на этой схеме нанесе-ны номиналы элементов. Далее следует обосновать выбор значе-ний сопротивлений и мощностей резисторов.
Прежде всего, резисторы R10 и R11. Наличие этих резисторов обусловлено несимметричностью относи-тельно комплементарных транзисторов VT1и VT2. Основное словие
10 =R11 =RЭ RН где RН — сопротивление нагрузки, оно равно 5 Ом по ТЗ, так что 0,5 Ом вполне достаточно. Амплитуда тока че-
рез нагрузку в 5 Ом при падении 
Рис.10. Генератор. Схема электрическая принципиальная.
на ней напряжения до 1 В будет составлять 200 мА. Таким образом рассеиваемая на резисторах мощность будет составлять
2
R10 =PR11 = I Н ⋅2 R10 = 0,04⋅0,5 =0,01 Вт
2 но следует учитывать, что каскад выходной и ток через резисторы может существенно превышать 200 мА, так что логично поставить резисторы с рассеиваемой мощностью порядка 0,5 Вт, что приведет к их меньшему нагреву, а, следовательно, меньшему температурному отклонению сопротивления.
Резисторы R8и R9 и диоды VD3– VD6 служат для задания рабочей точки транзисторов. Их следует выбирать из соображений: ток через диоды значительно превышает ток базы транзистора, диоды должны быть выведены на рабочие токи таким образом, чтобы на них наблюдалось требуемое падение напряжения. Предельный прямой ток через диод Д52А составляет 100 мА, следовательно R8=R9>(15/0,1)=150 Ом, но чтобы на диоде пало 0,7 В достаточно 0,08 мА. При этом следует учитывать, что для режима AB ток покоя I0 пренебрежимо мал по сравнению с выходным током iН(I0 ≤ 0,1IН,max) и, в нашем случае, составляет менее 20 мА, то ток базы при этом будет:
15−2⋅0,7
Б,0≤ I β0 ≈ 0,02 ⇒ I Б,0≤26,7 мкА⇒ I R8 = I R9 =I Б,0 I D≈8027=107 мкА ⇒ R8≤≈127 кОм
750 I R8 где β≈750 — коэффициент передачи тока базы в цепь коллектора для КТ82А (и КТ85А), IБ,0 — базовый ток покоя, ID — ток через диод. Итого, получим, что допустимое сопротивление резисторов R8и R9 лежит в пределах от 150 Ом до 127 кОм; если поставить резисторы со стандартным номиналом в 33 кОм, этого будет достаточно для надёжного отпирания диода и обеспечения малого тока базы. Входное сопротивление выходного каскада будет: ВХ≈β⋅[ RН R10 ] R8 R9 ⇒ RВХ≈4 кОм что вполне довлетворяет нагрузочной характеристике ОУ (1 мА). Ток через резисторы составляет 0,4 мА, рассеиваемая на нём мощность — 5,6 мВт, следовательно возможно использование резисторов на 0,125 Вт.
Резисторы R4и R5 составляют с ОУ DA1.1 силитель с единичным коэффициентом силения (по этому R4≈ R5), это необходимое словие для поддержания становившихся колебаний. При этом, словие наименьшей аддитивной погрешности [2] также налагает ограничение на резисторы
4 R5 50⋅10−3 =1011 Ом
R4R5 = R4R5 eСМ = Δ i 0,5⋅10−12 где eСМ — напряжение смещения ОУ, Δi — разностный входной ток. Кроме того, на R4и R5 накладывается ограничение нагрузочной характеристики ОУ в 10 кОм (желательно, чтобы R5+ R4 > 10RН,min). Резисторы стандартного номинала по 100 кОм каждый вполне довлетворяют всем этим требованиям. Ток, который течёт через этот делитель не превышает 1 мА, следовательно можно использовать резисторы с рассеиваемой мощностью 0,125 Вт.
Экспериментально становлено, что стойчивое возбуждение колебаний в диапазоне частот от 20 Гц до 20 кГц происходит при соотношении резисторов делителя R6/R7 = 1/10, кроме того, при выходном напряжении в 1 В необходимо обеспечить положительное смещение одного из диодов (ток около 40 мкА). Следовательно суммарное сопротивление не должно превышать 25 кОм. Эти словия обеспечиваются становкой R6= 1 кОм и R7 = 10 кОм. Здесь также можно использовать резисторы с рассеиваемой мощностью 0,125 Вт и менее.
Частот колебаний определяется соотношением (1.10). стойчивые колебания возбуждаются в генераторе при положении движка подстроечного резистора R2 около 10% от верхнего края, что даёт соотношение (1.13)
11
f =≈
2 π CR1 0,9 2 π CR1 ⋅0,949 (1.13)
Требуется высокая точность исполнения номиналов только для элементов моста Винна, для остальных резисторов допустимое отклонение может составлять 10%, таким образом типы резисторов (исключая R1, R2и R3) будут соответственно МЛТ-0125 и МЛТ-05.
Расчёт элементов моста Винна
Весь диапазон частот генерации следует разбить на три поддиапазона.
- 20 Гц..200 Гц,
- 200 Гц..2 кГц,
- 2 кГц.. 20 кГц,
Чтобы обеспечить погрешность задания частоты в 2%, необходимо для моста Винна иметь отклонения конденсаторов и резисторов порядка 1%, например отклонения конденсатора и резистора составляют +1% от номинала, тогда отклонение частоты составит
1 1 0,98 f 0− f 0
; f =⋅100 %=2 %
f 0 = 2 πC R1 ⋅0,949 2 π⋅1,01 C⋅1,01 R1 ⋅0,949 ≈0,98 f 0; ⇒ δ f = f 0
налогично при отрицательном отклонении. Отечественная промышленность выпускает конденсаторы с соответствующим отклонением типов: К10-43а (1%) и К10-47а (5%). Для трёх поддиапазонов будут использоваться три пары конденсаторов в соответствии с таблицей
| Элемент | Частоты поддиапазонов, Гц | |||
|---|---|---|---|---|
| 20..200 | 200...2 | 2..2 | ||
| C1=C2, н | 221* | 22,1 | 2,21 | |
| R1=R2=R3, кОм | 36..3,6 | 36..3,6 | 36..3,6 |
Номиналы конденсаторов взяты из стандартного ряда номинальных значений Е96 для группы температурной стабильности МП0; значения сопротивлений резисторов вычислены по формуле (1.13). Конденсаторы ёмкостью 22,1 н и 2,21 н типа К10-43а (1%); конденсаторы с номиналом 221 н типа К10-47а (5%); следует выбрать три конденсатора с отклонением 1% и номиналами в 0,1 мк (2 шт.) и 0,01 мк для параллельного соединения.
Ток через резисторы не будет превышать 1 мА, рассеиваемая на них мощность составит менее 3,6 мВт, следовательно, возможно использование разисторов по 0,125 Вт.
Разработка цифровой части
В качестве электронного стройства коммутации можно использовать аналоговые ключи на МОП-транзисторах. правляются такие ключи дискретными сигналами, переключают непрерывные сигналы. В открытом состоянии МОП-транзисторы могут пропускать ток в обоих направлениях, при этом цепь правления МОП-транзистора электрически изолирована от сигнальной цепи.
В данном случае рационально применять интегральные МОП-ключи серии К590, в частности К59КН12 — ключ с параллельным регистром-защёлкой на входе правления. Цоколёвка и эквивалентная
12
14
16
18
схема приведены на рисунке 11. Характеристики можно свести в таблицу:
8
| R0, Ом макс. (тип) | tВКЛ, нс макс. (тип) | iУТ, нА макс. (тип) | UВХ, В (IВХ, мА) | UПИТ, В (выводы) | ||
|---|---|---|---|---|---|---|
| 50 (30) | 300 (150) | 50 (0,5) | ±15 (±20) | +15 (2) | 0 (3) | –15 (11) |
4
5
6
7
Входы регистра ТТЛ-совместимы, основное требование здесь 10 состоит в том, чтобы напряжение на правляющих входах не превышало напряжения питания. Если запитывать микросхемы ±15 В, то эта проблема снимается автоматически. Ток течки пренебрежимо мал, так 
13 15 17 1что в закрытом состоянии ключ можно считать разомкнутым. Ток открытого ключа (±20 мА) тоже вполне довлетворяет решаемой задаче — коммутации резисторов и конденсаторов моста Винна. Рис.11. Аналоговый ключ.
Если немного модифицировать схему на рисунке 10, то можно получить схему блока генератора (см. рисунок 12). Из схемы полностью далены элементы моста Винна (C1, C2, R1, R2, R3), в блоке коммутаторов произве-дены следующие замены (см. рисунок 13): конденсаторы C1и C2 заменены двумя наборами из трёх ёмкостей каждый (конструктивно по пять конденсаторов); резисторы R1, R2и R3 следует заменить на последовательные цепочки со-противлений, заначения кото-рых растут до 25,6 кОм в геометрической прогрессии с основанием 2; причём, парал-
лельно цепочке, замещающей R2 
Рис.12. Блок генератора. Схема электрическая принципиальная. необходимо поставить делитель напряжения для цепи АРУ в виде подстроечного резистора с сопротивлением, определяемым соотношением:
R2 R RВХ, ОУ ⇒ 36 R109 где RВХ,ОУ — входное сопротивление ОУ. Номинал в 10 Ом вполне довлетворяет этому соотношению, что и отражено на рисунке 13 (подстроечный резистор R2).
В рамках решаемой задачи, сопротивлением замкнутого полевого ключа (50 Ом) можно пренебречь и взять равным нулю; аналогично сопротивление размкнутого ключа (порядка 109 Ом) можно принять бесконечно большим. Это значительно простит расчёт.
Т. к. полевые ключи оснащены регистром-защёлкой, то для становления и поддержания текущего положения достаточно становить требуемую комбинацию логических ровней на входах D0– D3 и подать стробирующий импульс на вход C (фиксация выходов Q0– Q3 встроеного регистра происходит по переднему фронту стробирующего импульса). Логический вход R (сброс регистров в «0») не используется и должен быть замкнут на 0 В.
Схема матрицы частотозадающих элементов и цепей их коммутации показана на рисунке 13.
Рис.13. Матрица RC и цепи коммутации. Схема электрическая принципиальная.
Управление со стороны микроконтроллера осуществляется сигналми ровней ТТЛ (+5 В) по 11 линиям:
- DB0– DB7 — (Data Bus) общая для всех цифровых стройств внешняя восьмиразрядная шина данных;
- CRL — (Control Resistor, LowWord) вход стробирующих импульсов для становки регистров, содерержащих 8 младших разрядов 10-разрядного слова, определяющего состояние матриц резисторов.
- CRH — (Control Resistor, HiWord) вход стробирующих импульсов для становки регистров, содерержащих 2 старших разряда 10-разрядного слова, определяющего состояние матриц резисторов.
- CCL — (Control Capacitor, LowWord) вход стробирующих импульсов для становки регистров, содерержащих 3-разрядное слово, определяющее состояние матриц конденсаторов.
14
Матрица конденсаторов построена таким образом, чтобы подстанавливать нужный конденсатор. Тогда, как матрица сопротивлений построена так, чтобы подставлять сумму незамкнутых резисторов. Подобная конструкция объясняется тем, что конденсаторы задают диапазон, в котором резисторами следует менять частоту с наименьшим шагом.
DD1 DD3 DD4 BUT1 1
21 AB8 ALE 11
17 XR0
SMC
RG
DC
P1.0
P2.0 C
0
BUT2 2
22 AB9
16 XR1
P1.1
P2.1
1
BUT3 3
23 AB10 DB0 2
19 AB0
15 XR2
P1.2
P2.2 D0
Q0
2
BUT4 4
24 AB11 DB1 3
18 AB1 RGX0 20
14 XR3
P1.3
P2.3 D1
Q1 A0 3
BUT5 5
25 AB12 DB2 4
17 AB2
13 XR4
P1.4
P2.4 D2
Q2
4
BUT6 6
26 DB35
16 AB3 RGX1 21
11 XR5
P1.5
P2.5 D3
Q3 A1 5
BUT7 7
27 DB46
15 AB4
10 XR6
P1.6
P2.6 D4
Q4
6
FRDY 8
28 DB57
14 AB5 RGX2 22
9 XR7
P1.7
P2.7 D5
Q5 A2 7
DB6 8
13 AB6
8 XR8
D6
Q6
8
RST 9
DB7 9
12 AB7 RGX3 23
7 XR9
RST
Q7 A3 9
29 PME D7
PME
TG10 18
6
BQ2 10
GND 19
1
5
BQ1 11
30ALE Z
ALE
+5В 31
4
EMA
12
3
13
RGX0 10
P0.0 39 DB0 DD2 RGXE 18
2
P3.0
E0
14
RGX1 11
38 DB1 19
1
P3.1
P0.1
E1
15
RGX2 12
37 DB2 AB0 10
EPROM RGX3 13
P3.2
P0.2 A0
36 DB3AB1 9
P3.3
P0.3 A1
14
35 DB4AB2 8
11 DB0
XR0
P3.4
P0.4 A2
D0
15
34 DB5AB3 7
12 DB1
P3.5
P0.5 A3
D1
SB1
16
33 DB6AB4 6
13 DB2 BUT1 SB2 BUT2
P3.6
P0.6 A4
D2
RGXE 17
32 DB7AB5 5
15 DB3
P3.7
P0.7 A5
D3
AB6 4
16 DB4
A6
D4
SB3
GND 20
AB7 3
17 DB5 BUT3
SB4 BUT4
GND
A7
D5
+5В 40
AB8 25
18 DB6
VCC
A8
D6
AB9 24
19 DB7
A9
D7
SB5
AB10 21
BUT5
AA
DSPR
AB11 23
AB
DD5 AB12 2
AC
DSPR 11
RG
C
DD10.2 - DD10.4
GND 20
CS
DB0 2
19 DSAB PME 22
XR3 314 CCL
D0
Q0 OE
DB1 3
18 DSBB 27
D1
Q1 PR
DB2 4
17 DSCB
D2
Q2 XR4 516 CRL
DB3 5
16 DSDB GND 14
D3
Q3 GND
DB4 6
15 DSF0 +В 28
D4
Q4 VCC
DB5 7
14 DSF1 1 XR5 918 CRH
D5
Q5 VPR
DB6 8
13 DSF2
D6
Q6
DB7 9
12 DSF3
D7
Q7
1
к блоку синхронизации, частотомера и
Z
дополнительной индикации
RST, TG10, DB0-DB7, FRDY, XR6-XR8,
DD10.1
| 1 | 1 | 2 | DSF0-DSF3, BUT1 BUT7.- | |||||||||||||||||||
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| DD6 | HG1 | DD8 | HG3 | |||||||||||||||||||
| DB0 DB1 DB2 DB3 XR1 DSAB | 7 1 2 6 5 4 | D0 D1 D2 D3 LK BL | DC | A B C D E F G | 13 12 11 10 9 15 14 | R12–R18 150 | 14 13 8 7 6 1 2 9 | A B C D E F G H | DB0 DB1 DB2 DB3 XR2 DSCB | 7 1 2 6 5 4 | D0 D1 D2 D3 LK BL | DC | A B C D E F G | 13 12 11 10 9 15 14 | R26–R32 150 | 14 13 8 7 6 1 2 9 | A B C D E F G H | |||||
| 4 | K | +В | R33 330 | 4 | K | |||||||||||||||||
| DD7 | HG2 | DD9 | HG4 | |||||||||||||||||||
| DB4 DB5 DB6 DB7 DSBB | 7 1 2 6 5 4 | D0 D1 D2 D3 LK BL | DC | A B C D E F G | 13 12 11 10 9 15 14 | R19–R25 150 | 14 13 8 7 6 1 2 9 | A B C D E F G H | DB4 DB5 DB6 DB7 DSDB | 7 1 2 6 5 4 | D0 D1 D2 D3 LK BL | DC | A B C D E F G | 13 12 11 10 9 15 14 | R34–R40 150 | 14 13 8 7 6 1 2 9 | A B C D E F G H | |||||
| 4 | K | 4 | K | |||||||||||||||||||
| к коммутаторам | ||||||||||||||||||||||
| DB0-DB7, CRL, CRH, CCL |
Рис.14. Микроконтроллер и комплект логики. Схема электрическая принципиальная.
На рисунке 14 показана схема электрическая принципиальная микроконтроллера с ближайшим комплектом логики, т. е. ПЗУ программ (DD2) и регистром демультиплексирования адреса (DD3). Также на схеме имеется демультиплексор для расширения адресного пространства микроконтроллера (DD4) и четыре регистра-дешифратора двоичного кода в код семисегментных индикаторов (DD6– DD9). Регистр DD5 используется в качестве защёлки для дополнительной индикации (индикаторы множителя и состояния). Продолжение схемы на рисунке 14 изображено далее на рисунке 15.
На рисунке 15 показан блок дополнительной индикации, цифрового частотомера и синхронизации.
Рис.15. Блок синхронизации, частотомера и дополнительной индикации.
Синхронизация осуществляется с помощью генератора тактовых импульсов и автоматического формирователя сигнала «Сброс» (при включении питания). Тактовый генератор, собранный на основе кварцевого резонатора, формирует два сигнала с частотами следования тактовых импульсов 10 Гц (для микроконтроллера) и 20 Гц (для частотомера). D-триггер (DD13) является делителем частоты на два (по переднему фронту).
На резисторе R49 и конденсаторе C5 собрана схема автоматического формирования сигнала «Сброс» для микроконтроллера, счётчиков и триггеров частотомера.
Дополнительная индикация осуществляется с помощью светодиодов VD7– VD11 подключенных напрямую к регистру дополнительной индикации или через дешифратор DD11. Одним из самых распространённых типов индикаторных светодиодов является АЛ30НМ (зелёный) и АЛ30КМ (красный, только VD10). На последовательной цепи резистора и диода должно падать 5 В, при этом для надёжной работы диода, необходимо, чтобы на нём падение напряжения составило 1,5 В, то на резисторе должно пасть 3,5 В при токе 10 мА (прямой ток); отсюда получим сопротивление резисторов в 330 Ом (из стандартного ряда).
Схожие характеристики имеет и семисегментный индикатор АЛСА, сопротивление балластного резистора
ВЫХ следует взять для каждого сегмента равным 150 Ом, т. к. прямой 1В ток диодов для этого типа составляет порядка 20 мА.
Также следует заметить, что для однозначного UШраспознавания логического ровня при чтении порта P1, следует 4В его линии, связанные с кнопками правления, замкнуть через резистор в 100 кОм (см. рисунок 15).
t
T2
Счётчики DD15 и DD16, три инвертора DD12 и элемент DD17 составляют правляемый с дешифратора DD11 делитель частоты заполнения (см. рисунок 16) на 1, 10 и 100. На компараторе DA13
T1
собран триггер Шмитта, который обеспечивает коэффициент силения 100 (определяется отношением R51 / R50) и ограничение
FRDY
мплитуды в 4 В, позволяя получить из синусоидального сигнала трапециидальный. Амплитудная характеристика триггера приведена на рисунке 17. UT1
Однако, как можно видеть из рисунка 17, триггер имеет чувствительность 40 мВ, что приводит к неодинаковой UHFM длительности состояния логического нуля и логической единицы
CNTI
на выходе триггера, при этом их соотношение также зависит и от величины входного напряжения. Обе проблемы полностью
Рис.16. Временные диаграммы частотомера.
исключает включение на выход триггера Шмитта D-триггера (делителя частоты на два, по переднему фронту). Это позволит точно измерять длительность периода. Сигнал с выхода D-триггера (DD14.1) заполняется с помощью элемента И(DD24.1) высокочастотной составляющей с правляемого делителя. Ещё один D-триггер (вход с инвертора) необходим для задержки закрытия регистра на запись до того момента, когда состояние счётчиков (DD18 – DD21) будет стабильным.
ВЫХ 4В
Если снять состояния двух D-триггеров и произвести с ними операцию логического И (DD24.3), так чтобы низкий ровень на выходе свидетельствовал о том, что в частотомере не происходит счёт и регистры закрыты на запись, следовательно можно их открыть на считывание, или можно обнулить счётчики для следующего счётного цикла. Временные диаграммы частотомера показаны на рисунке 16, функциональные состояния заштрихованы.
Управление частотомером и дополнительной индикацией со стороны микроконтроллера осуществляется по линиям:
• FRDY — перепад низкого ровня свидетельствует о возможности считать значения из регистров или обнулить счётчики для следующего
0
40мВ UВХ
цикла;
• DB0– DB7 — шина данных; Рис.17. Амплитудная
характеристика триггера Шмитта.
- RST — (Reset) сигнал «Сброс» для микроконтроллера;
- TG10 — выход тактовых импульсов (10 Гц);
- DSF0– DSF3 — входы дополнительной индикации;
- BUT1– BUT2 — для подключения балластных сопротивлений;
- XR6 — сброс счётчиков;
- XR7, XR8 — разрешение выдачи для регистров младших и старших разрядов соответственно.
В качестве регистров используются микросхемы КР153ИР33 (фиксация по заднему фронту, выход на три состояния), микроконтроллер — КР181ВЕ31, РПЗУ — КР55РР3. DD4— КР153ИД3; DD6– DD9— КР51ИД4; DD10, DD12 — КР153ЛН1; DD11 — К15ИД4; DD15, DD16 — КР153ИЕ6; DD17 — КР153ЛР13; DD13, DD14 — КР153ТМ2; DD18 – DD21 — КР153ИЕ7; DD24 — КР153ЛА3; DA13 — КР55СА3.
Резисторы и конденсаторы возможно использовать с отклоненем около ±10%, например, МЛТ-0125 (кроме R52, он — СП3-19). Конденсатор C5 рекомендуется использовать оксидный К50-6, C3 — керамический КД-1, C4— КТ4-21.
Разработка программного обеспечения
Основной цикл
Разработку программного обеспечения микроконтроллера следует начать с разработки блок-схемы основного цикла работы. Этот цикл должен быть замкнутым и бесконечным. На рисунке 18 показан такой цикл; в этом цикле подпрограммы-обработчики событий выделены как действия. Главный цикл должен осуществлять следующие действия:
- обеспечивать начальные становки;
- проверять события клавиатуры и частотомера (порт P0);
• проверять события таймеров (T1— таймер перезапуска частотомера, T2— таймер мерцания индикаторов).
Подпрограмма выполнения начальных становок изображена более развёрнуто на рисунке 19. Суть этой программы состоит в том, чтобы подготовить порт P1 для чтения с него низких ровней нажатых кнопок или сигнала с частотомера, следовательно в порт изначально можно записать единицы (FFh), что необязательно (т. к. имеется шунт кнопок резисторами R55 – R61).
Также подпрограмма начальных становок должна становить в единицы регистры всех полевых ключей, что соответствует их разомкнутому состоянию. Рис.18. Основной цикл. Кроме того, в начальных становках следует записать нули в регистры индикаторов, что будет отображаться на цифровом табло как «00,00», светодиоды множителя частоты, готовности и режима автоподстройки будут потушены.
Следующий фрагмент кода позволит реализовать данную задачу.
mov A, #FFh mov P0, A ; записать в порт P0 единицы из аккумулятора
mov A, #03h ; обращение к регистру коммутаторов ёмкостей mov P3, A ; фиксация адреса регистра коммутатора
mov A, #04h ; обращение к регистру коммутаторов ; сопротивлений по младшим разрядам mov P3, A ; фиксация адреса внешнего регистра
mov A, #05h ; обращение к регистру коммутаторов ; сопротивлений по старшим разрядам mov P3, A ; фиксация адреса внешнего регистра
mov A, #FFh mov P3, A ; сброс порта P3 (блокирование обращений к ; внешним регистрам)
mov A, #00h ;mov P0, A ; выводим нули на шину данныхmov A, #00h ; обратимся к регистру индикации (DD5)mov P3, A ; и зафиксируем его адрес, потушив; светодиодыmov A, #01h ; адрес двух младших разрядов индикатораmov P3, A ; вывод «00» на младшие разряды таблоmov A, #02h ; адрес двух старших разрядов индикатораmov P3, A ; вывод «00» на старшие разряды табло Рис.19. Подпрограмма начальной mov A, #FFh ; становки. mov P3, A ; закроем демультиплексор (DD4)
При выходе из подпрограммы начальной становки мы получим на табло «00,00», потушенные светодиоды и разомкнутые ключи в RC-матрице; также мы получим содержимое аккумулятора FFh. Далее нужно отследить изменение содержимого порта P1, т. е. определить наличие событий от кнопок или частотомера. Это можно сделать применив код:
look_P1: push A ; сохраняем содержимое A mov A, P1 ; считать порт P1 mov B, A ; записать в регистр B pop A ; считать старое A push A ; сохраняем содержимое A для сравнения subb A, B ; сравнить A и B
proc_P1: jz skip_P1 ; обойти программу-обработчик, если на P1 ничего не изменилось ; вход в обработчик skip_P1: ; здесь должен быть обработчик событий порта P1, начинающийся с «pop A»
; выход из обработчика mov A, P1 ; ещё раз прочитать порт P1 ljmp look_P1 ; замыкаем цикл
Далее необходимо проверить, не окончил ли очередной цикл таймер T0. Чтобы задать определённый режим работы таймеров/счётчиков необходимо при начальных становках записать в его регистры соответствующую комбинацию бит. Кроме того, следует также становить в микроконтроллере режимы прерываний, запретив неиспользуемые внешние и разрешив внутренние (по таймерам). В код начальных становок необходимо добавить следующий фрагмент:
mov IP, #00h ; снимается приоритет прерываний mov IE, #11010b ; разрешим прерывания по таймерам mov TMOD, #11b ; запретим правление таймером от внешнего источника,
; при этом, становив его в режим 16-разрядного счётчика mov TL0, #00h ; обнуляем счётчик T0 (мл. разряды) mov TH0, #00h ; обнуляем счётчик T0 (ст. разряды) mov TL1, #00h ; обнуляем счётчик T1 (мл. разряды) mov TH1, #00h ; обнуляем счётчик T1 (ст. разряды) push A ; сохраняем аккумулятор mov A, #FFh ; аккумулятор заполняется единицами mov C, A.0 ; пишем единицу в бит переноса mov TCON.4, C ; запускаем таймер T0 mov TCON.6, C ; запускаем таймер T1 pop A ; восстанавливаем аккумулятор
Итак, таймер инкрементируется каждый машинный цикл (12 тактовых отсчётов). Как только наступает переполнение, станавливаются флаги TF0и TF1 (5-ый и 7-ой биты регистра TCON), и выполняется прерывание по вектору Bh для T0 или по 001Bh для T1. Соотвественно по этим адресам должны находится обработчики прерываний вида:
int_T0: LCALL proc_T0 ; вызываем подпрограмму обработчика прерываний по таймеру T0 reti ; возвращаемся к выполнению основного цикла
Таким образом основной цикл позволяет осуществить опрос клавиатуры и частотомера, также обработку событий таймеров, которые должны контролировать время между циклами автоподстройки частоты и циклами гашения цифрового табло.
Техническое задание не предполагает полного описания программ, так что можно ограничиться основным циклом, начальными словиями и подпрограммой становки кодов на коммутаторы RC-матрицы
Подпрограмма становки RC-матрицы
Подпрограмма должна получить код становки резисторов и конденсаторов в матрице, пакованный в регистры A и B. Этот код формируется подпрограммой, получающей значение кода текущей частоты выходных колебаний и её множителя, и преобразующей этот код в значение периода колебаний и соответствующую комбинацию резисторов и конденсаторов.
Код пакован так:
| Рег. | ||||||||||||||||||
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| Бит | 7 | 6 | 5 | 4 | 3 | 2 | 1 | 0 | 7 | 6 | 5 | 4 | 3 | 2 | 1 | 0 | ||
| Код | Rx.8 | Rx.7 | Rx.6 | Rx.5 | Rx.4 | Rx.3 | Rx.2 | Rx.1 | Rx.10 | Rx.9 | Cx.1 | Cx.2 | Cx.3 |
Здесь нулевое значение бита означает, что надо замкнуть накоротко резистор с номером RX.Y, где Y — номер резистора в ряду. Например, становка в «0» 2-ого бита регистра A, будет означать замыкание резисторов R1.3, R2.3 и R3.3 в матрице. Аналогично: нулевые значения трёх младших бит регистра B будут расценены как требование подсоединить один из конденсаторов.
Следующий код является реализацией подпрограммы становки RC-матрицы:
| mov P0, Amov A, #04hmov P3, Amov A, #FFhmov P3, A | ; выведем мл. разряды кода резисторов на шину данных; обратимся к регистру хранения мл. разрядов кода резисторов; зафиксируем его адрес;; закроем демультиплексор | ||||||||||
| mov A, #F8horl A, B mov P0, Amov A, #03hmov P3, Amov A, #FFhmov P3, A | ; становим в аккумуляторе «b»; выделим из регистра B нули в 3-х младших разрядах ; и запишем результат в A; выведем коды конденсаторов на шину данных; обратимся к регистру хранения кода конденсаторов; зафиксируем его адрес;; закроем демультиплексор | ||||||||||
| mov A, #3Fhorl A, B rl A rl A mov P0, Amov A, #05hmov P3, Amov A, #FFhmov P3, A | ; становим в аккумуляторе «00b»; выделим из регистра B нули в 2-х старших разрядах ; и запишем результат в A; циклический сдвиг влево на один бит; и ещё на один, получим в мл. разрядах аккумулятора; ст. разряды кода резисторов; выведем мл. разряды кода резисторов на шину данных; обратимся к регистру хранения ст. разрядов кода резисторов; зафиксируем его адрес;; закроем демультиплексор | ||||||||||
| pop Apop B | ; вернём в исходное состояние аккумулятор; и регистр B | ||||||||||
| Следует | отметить, | что | для | подпрограммы | коррекции | частоты | не | нужно | менять | диапазон | частот |
(множитель, определяется конденсаторами) и высокоомные резисторы (старшие разряды 10-битного кода резисторов), достаточно поменять только низкоомные. Для этого случая предусмотрим специальную подпрограмму становки RC-матрицы:
proc_RCOC: push A ; сохраняем содержимое регистра A
mov P0, A ; выведем мл. разряды кода резисторов на шину данных mov A, #04h ; обратимся к регистру хранения мл. разрядов кода резисторов mov P3, A ; зафиксируем его адрес mov A, #FFh ; mov P3, A ; закроем демультиплексор
pop A ; вернём в исходное состояние аккумулятор
Заключение
В процессе проектирования стройства были выявлены основные недостатки калиброванного генератора синусоидальных колебаний на основе моста Винна, основным из которых является недостаточная температурная стабильность. величить температурную стабильность частоты далось с помощью несложного цифрового частотомера погрешность которого составляет не более ±0,1% (на частоте 20 кГц). Микроконтроллер, в свою очередь, должен по результатам измерения частоты (измерение проводится автоматически по истечении заранее становленного пользователем интервала времени), должен подобрать другую комбинацию частотозависимых элементов в RC-матрице. Таким образом, за счёт подобной температурной коррекции даётся приблизиться по точности повторения калиброванной частоты к генераторам с кварцевым резонатором.
Применение быстродействующих ОУ и диодов позволило снизить искажения синусоидальных колебаний на выходе, вызванных немгновенной реакцией цепей ООС на превышение выходного напряжения над допустимым ровнем. Также следует отметить, что цепь ОС заведена с выхода генератора (после силения по току), что должно обеспечить высокую точность повторения синусоидальных колебаний на нагрузке при изменении её сопротивления в широких пределах, также исключить искажения в выходном каскаде.
Кроме того, прибор оснащён добными для оператора средствами ввода даных (кнопки) и добными для восприятия оператором средствами отображения (цифровой семисегментный индикатор и светодиодные единичные индикаторы).
Перечисленные выше достоинства позволяют использовать прибор как прецизионное измерительное средство или лабораторный генератор высокой точности. Однако, описанное стройство имеет ряд существенных недостатков:
- невысокая температурная стабильность выходного напряжения
- высокая стоимость
- сложность конструкции
Эти недостатки можно компенсировать, если перейти к другому принципу построения генератора, например, к синтезу частот. Тем не менее словия технического задания выполнены: погрешность становки частоты менее 2%, высокая нагрузочная способность (чуть менее 5 Ом), диапазон частот шире, чем 20..20 Гц, кроме того, существует полуторное перекрытие поддиапазонов.
Следует также отметить, что температурная автокоррекция может позволить получить погрешность задания частоты значительно ниже 1%.
Список литературы
Приложения
Пречень элементов Список сокращений
| Поз. обозначе-ние | Наименование | Кол. | Примечание | |
| Резисторы | ||||
| R1.1 – R3.1 | С2-14-0,125 — 50 Ом ±1% | 3 | ||
| R1.2 – R3.2 | С2-14-0,125 — 100 Ом ±1% | 3 | ||
| R1.3 – R3.3 | С2-14-0,125 — 200 Ом ±1% | 3 | ||
| R1.4 – R3.4 | С2-14-0,125 — 402 Ом ±1% | 3 | ||
| R1.5 – R3.5 | С2-14-0,125 — 806 Ом ±1% | 3 | ||
| R1.6 – R3.6 | С2-14-0,125 — 1,6 кОм ±1% | 3 | ||
| R1.7 – R3.7 | С2-14-0,125 — 3,2 кОм ±1% | 3 | ||
| R1.8 – R3.8 | С2-14-0,125 — 6,42 кОм ±1% | 3 | ||
| R1.9 – R3.9 | С2-14-0,125 — 12,7 кОм ±1% | 3 | ||
| R1.10 – R3.10 | С2-14-0,125 — 25,5 кОм ±1% | 3 | ||
| R4, R5, R55 – R61 | МЛТ-0,125 — 100 кОм ±10% | 9 | ||
| R6 | МЛТ-0,125 — 1 кОм ±10% | 1 | ||
| R2.a | МЛТ-0,125 — 1 Ом ±10% | 1 | Заменяют подстроечный ре-зистор R2. | |
| R2.a | МЛТ-0,125 — 10 Ом ±10% | 1 | ||
| R7 | МЛТ-0,125 — 10 кОм ±10% | 1 | ||
| R8, R9 | МЛТ-0,125 — 33 кОм ±10% | 2 | ||
| R10, R11 | МЛТ-0,5 — 1 Ом ±10% | 4 | Попарно параллельное соедин. | |
| R12 – R32, R34 – R40, R46 | МЛТ-0,125 — 150 Ом ±10% | 19 | ||
| R33 R41 – R45 | МЛТ-0,125 — 330 Ом ±10% | 6 | ||
| R47, R48 | МЛТ-0,125 — 560 Ом ±10% | 2 | ||
| R49, R51 | МЛТ-0,125 — 8,2 кОм ±10% | 2 | ||
| R50 | МЛТ-0,125 — 82 Ом ±10% | 1 | ||
| R52 | СП3-19-0,5 — 3,3 кОм ±10% | 1 | ||
| R53 | МЛТ-0,125 — 3,3 кОм ±10% | 1 | ||
| R54 | МЛТ-0,125 — 2,2 кОм ±10% | 1 | ||
| Конденсаторы | ||||
| C1.1, C2.1 | К10-43а — 2,21 н ±1% | 2 | ||
| C1.2, C2.2 | К10-43а — 22,1 н ±1% | 2 | ||
| C1.3a, C2.3a, C1.3b, C2.3b | К10-47а — 0,1 мк ±5% | 4 | ||
| C1.3c, C2.3c | К10-47а — 0,01 мк ±5% | 2 | ||
| C3 | К10-17 — 18 п ±10% | 1 | ||
| C4 | КТ4-21 | 1 |
| Поз. обозначе-ние | Наименование | Кол. | Примечание |
| C5 | К50-6 — 10 мк -20% +80% | 1 | |
| Диоды полупроводниковые | |||
| VD1 – VD6 | Д52А | 6 | |
| VD7 – VD9, VD11 | АЛ30НМ | 4 | |
| VD10 | АЛ30КМ | 1 | |
| Пьезоэлементы | |||
| ZQ1 | 20 Гц | 1 | |
| Транзисторы | |||
| VT1 | КТ82А | Установить на радиатор | |
| VT2 | КТ85А | ||
| Интегральные микросхемы | |||
| DD1 | КР181ВЕ31 | 1 | |
| DD2 | КР55РР3 | 1 | |
| DD3, DD5, DD22, DD23 | КР153ИР33 | 4 | |
| DD4 | КР153ИД3 | 1 | |
| DD6 – DD9 | КР51ИД4 | 4 | |
| DD10, DD12 | КР153ЛН1 | 2 | |
| DD11 | К15ИД3 | 1 | |
| DD15, DD16 | КР153ИЕ6 | 2 | |
| DD17 | КР153ЛР13 | 1 | |
| DD13, DD14 | КР153ТМ2 | 2 | |
| DD18 – DD21 | КР153ИЕ7 | 4 | |
| DD24 | КР153ЛА3 | 1 | |
| DA1 | КР57УДБ | 1 | |
| DA2 – DA12 | К59КН12 | 11 | |
| DA13 | КР55СА3 | 1 | |
| Индикаторы семисегментные | |||
| HG1 – HG4 | АЛСА | 4 |
ТЗ — техническое задание ОС — обратная связь ОУ — операционный силитель
ЦП — аналого-цифровой преобразователь ЦАП — аналого-цифровой преобразователь РЭА — радиоэлектронная аппаратура АРУ — автоматическая регулировка силения (усилителя) ЭВМ — электронная вычислительная машина ТТЛ — транзисторно-транзисторная логика
КМОП — комплементарная МОП
МОП — металл-оксид-полупроводник ЭСЛ — эмиттерно-связная логика ПОС — положительная обратная связь ООС — отрицательная обратная связь
ИМС — интегральная микросхема ПЗУ — постоянное запоминающее стройство ОЗУ — оперативное запоминающее стройство
РПЗУ — репрограммируемое постоянное запоминающее стройство АЛУ — арифметико-логическое стройство